基于DSP的三相APFC的研究与实现最终版

来源：华拓科技网

重庆邮电大学硕士学位论文摘要

摘要

随着电力电子技术的发展和社会的不断进步，谐波“污染”问题受到越来越多的关注，解决电力电子装置的谐波污染问题，提高功率因数，对于提高用电设备的利用率和缓解我国能源短缺问题等都具有重要的现实意义。

本论文侧重于三相有源功率因数的研究与实现，采用空间矢量脉宽调制技术和PI双闭环控制的控制策略，研究了基于DSP的数字化三相有源功率因数校正技术的可行性。

在论文中，首先对主电路拓扑结构的特点进行了研究，根据应用需求分析，选择了三相六开关拓扑结构作为系统主电路。其次，建立了三相六开关主电路的数学模型，研究了其前馈解耦算法，详细推导了三相静止坐标系与两相旋转坐标系的转换方法。在此基础上，设计了基于电流内环和电压外环的PI双闭环控制算法，并建立了算法控制模型。对于空间矢量脉宽调制算法，本文从工作原理与产生方法两个方面对其进行了详细介绍，并提出了一种SVPWM的改进方法。然后基于改进的SVPWM算法，建立了三相有源功率因数校正(Active Power Factor Correction, APFC)系统的MATLAB系统仿真模型，并对仿真结果进行了分析。

最后，设计了一套10KW的三相有源功率因数校正器样机，对系统硬件部分设计的各个模块进行了详细的介绍，同时给出了基于DSP主控芯片TMS320F28335的软件程序设计的详细流程。其中，系统硬件设计部分主要包括光耦隔离驱动电路，交、直流信号采样及调理电路，过零检测电路，以及各个模块电源详细的设计方案。软件部分则着重介绍了T1中断服务子程序、ADC采样子程序、正余弦计算、过零捕获中断子程序、以及PI双闭环控制算法与SVPWM算法的程序实现等几个部分。在此基础上，对样机进行了测试，结果证明了三相APFC系统的可行性。

关键词：功率因数，三相六开关整流器，TMS320F28335，空间矢量脉宽调制

重庆邮电大学硕士学位论文 Abstract

Abstract

With the development of power electronic technology development and social progress, the harmonic pollution problem has attracted more and more attention, solve the problem of harmonic pollution in power electronic equipment, improve the power factor, has important practical significance for the use of electric equipment rate and alleviate the problem of energy shortage in china.

This thesis focuses on the research and implementation of three-phase active power factor, it uses the control strategy of space vector pulse width modulation technology and PI double closed-loop control, and studies the feasibility of digital three-phase active power factor correction technology based on DSP.

First of all, the thesis studies the characteristics of the main circuit topology. According to the demand analysis, it selectes the three-phase six switch topology as the main circuit of the system. Secondly, the mathematical model of the three-phase six switch main circuit is established, and its feedforward decoupling algorithm is studied. On this basis, this thesis designes a PI double closed loop control algorithm based on the current inner loop and outer voltage loop. Then, for the SVPWM algorithm, this thesis expounds principle and method in detail, and puts forward an improved method of SVPWM. Based on the SVPWM algorithm, establishes the MATLAB system simulation model of the three-phase APFC system, and analyzes the simulation results.

Next, it designs a three-phase APFC prototype power of 10KW. And then, each module of the system hardware design is introduced in detail, and gives each part of the software design process based on DSP main control chip TMS320F28335. The system hardware design mainly includes optocoupler isolation drive circuit, AC and DC signal sampling and conditioning circuit, zero crossing detection circuit, and the power supply module; the software part mainly introduces T1 interruption subroutine, ADC sampling subroutine, sine and cosine calculation, Zero crossing interrupt subroutine, and PI double loop control algorithm and SVPWM algorithm program. On this basis, the prototype is tested and the results prove the feasibility of the three-phase APFC system.

Keywords: PFC, Three phase six switch rectifier, TMS320F28335, SVPWM

III

重庆邮电大学硕士学位论文目录

目录 .......................................................................................................................... V 图录 ......................................................................................................................... IX 表录 ......................................................................................................................... XI 注释表 .................................................................................................................. XIII 第1章绪论 ............................................................................................................. 1 1.1 课题研究背景与意义 ........................................................................................ 1 1.2 功率因数校正的与谐波 .................................................................................... 2

1.2.1 功率因数的定义 ...................................................................................... 2 1.2.2 功率因数与谐波的关系 .......................................................................... 3 1.3 数字化控制技术的发展现状 ............................................................................ 3

1.3.1 基于DSP的APFC数字控制方式 ......................................................... 4 1.3.2 基于FPGA的APFC控制技术 .............................................................. 5 1.3.3 基于多核控制的APFC控制技术 .......................................................... 6 1.4 功率因数校正的发展现状 ................................................................................ 7 1.5 本课题的主要研究内容 .................................................................................... 9 第2章三相APFC系统原理与数学模型分析 ................................................... 11 2.1 引言 .................................................................................................................. 11 2.2 电路拓扑及其工作原理分析 .......................................................................... 13

2.2.1 三相APFC电路拓扑的分类 ................................................................ 13 2.2.2 系统主电路拓扑工作原理 .................................................................... 14 2.3主电路数学模型分析 ....................................................................................... 16 2.4 本章小结 .......................................................................................................... 19 第3章控制算法与仿真分析 ............................................................................... 21 3.1 网侧三相参量的前馈解耦数学模型 .............................................................. 21 3.2 PI控制器及其控制算法研究 ........................................................................... 24

3.2.1 PID控制原理 ......................................................................................... 24

重庆邮电大学硕士学位论文目录

3.2.2 PI双闭环控制算法 ................................................................................ 25 3.3 SVPWM算法研究 ........................................................................................... 27

3.3.1 SVPWM算法原理 ................................................................................. 27 3.3.2 SVPWM的产生方法 ............................................................................. 31 3.3.3 改进的SVPWM算法调制策略 ............................................................ 36 3.4 SVPWM算法的系统仿真模型分析 ............................................................... 38

3.4.1 仿真模型的建立 ..................................................................................... 38 3.4.2 仿真结果分析 ......................................................................................... 44 3.5 本章小结 ........................................................................................................... 46 第4章三相APFC系统整体设计方案 ................................................................ 49 4.1 系统硬件总体框图设计 ................................................................................... 49

4.2 主电路系统电路设计 ................................................................................ 51 4.2.1 网侧输入电感设计 ................................................................................. 51 4.2.2 直流侧输出电容设计 ............................................................................. 52 4.2.3 功率管的选取 ......................................................................................... 52 4.2.4 光耦隔离驱动电路 ................................................................................. 53 4.2.5 信号检测与调理电路设计 ..................................................................... 54 4.2.6 过零检测电路设计 ................................................................................. 56 4.2.7 辅助电源电路设计 ................................................................................. 57 4.3 三相APFC系统的软件设计 ........................................................................... 58

4.3.1 主程序设计 ............................................................................................. 59 4.3.2 子程序设计 ............................................................................................. 60 4.3.3 双闭环PI控制算法程序设计 ............................................................... 4..3.4 SVPWM算法程序设计 ........................................................................ 66 4.4 实验结果验证与分析 ....................................................................................... 67 4.5 本章小结 ........................................................................................................... 70 第5章结论与展望 ................................................................................................ 73 5.1 总结 ................................................................................................................... 73 5.2 展望 ................................................................................................................... 74

重庆邮电大学硕士学位论文目录

参考文献 ................................................................................................................. 77 致谢 ......................................................................................................................... 81 攻读硕士学位期间从事的科研工作及取得的成果 ............................................. 83

VII

重庆邮电大学硕士学位论文目录

VIII

重庆邮电大学硕士学位论文图录

图录

图2.1 APFC电路工作原理 ......................................................................................... 11 图2.2 三相六开关Boost型APFC电路 ..................................................................... 14 图2.3 三相六开关APFC主电路工作原理 ................................................................ 15 图3.1 电流参量在αβ坐标系下的分布 ...................................................................... 22 图3.2 电流参量在dq坐标系下的分布 ...................................................................... 23 图3.3 两相旋转坐标系下的参量控制模型 ................................................................ 24 图3.4 PID控制器原理框图 ......................................................................................... 24 图3.5 PI双闭环控制系统结构图 ................................................................................ 26 图3.6 电压空间矢量图与矢量合成 ............................................................................ 28 图3.7 𝑆𝑎𝑆𝑏𝑆𝑐=100开关状态下的电路原理图 ......................................................... 29 图3.8 扇区Ⅰ上电压空间矢量的合成与分解 ............................................................ 32 图3.9 U*在扇区Ⅰ上的合成方法 .................................................................................. 36 图3.10 电压环与电流环控制策略仿真模型 .............................................................. 39 图3.11 PI控制器仿真模型 .......................................................................................... 39 图3.12 Subsystem2模块内部结构图 .......................................................................... 40 图3.13 矢量扇区判断模块 .......................................................................................... 41 图3.14 X、Y、Z计算的仿真结构 ............................................................................. 42 图3.15 矢量作用时间计算模块 .................................................................................. 42 图3.16 开关管切换时间计算仿真模型 ...................................................................... 43 图3.17 SVPWM信号产生模块 ................................................................................... 43 图3.18 三相APFC系统仿真模型 .............................................................................. 44 图3.19 系统稳态运行下的仿真波形 .......................................................................... 44 图3.20 三相APFC系统在稳态运行时的三相电流波形 .......................................... 45 图3.21 负载突加时系统仿真波形 .............................................................................. 45 图3.22 负载突加时系统仿真波形 .............................................................................. 46 图4.1 三相APFC系统总体框图 ................................................................................ 49 图4.2 光耦隔离驱动电路 ............................................................................................ 54

重庆邮电大学硕士学位论文图录

图4.3 交流信号采样及调理电路 ................................................................................. 54 图4.4 直流信号采样及调理电路 ................................................................................. 56 图4.5 过零检测电路 ..................................................................................................... 56 图4.6 IPM隔离电源电路设计 ..................................................................................... 57 图4.7 ±15V电源电路设计 ........................................................................................... 57 图4.8 +5V供电电路设计 ............................................................................................. 58 图4.9 系统主程序流程图 ............................................................................................. 60 图4.10 T1中断服务子程序流程图 ............................................................................. 61 图4.11 ADC数字滤波设计 ......................................................................................... 62 图4.12 过零捕获中断子程序设计 ............................................................................... 图4. 13 PI控制器子程序流程图 ................................................................................. 65 图4.14 SVPWM算法子程序流程图 ........................................................................... 67 图4.15 三相APFC系统实验样机 ............................................................................... 68 图4.16 A相电压与A相电流波形 .............................................................................. 68 图4.17 直流端输出电压波形 ....................................................................................... 69 图4.18 功率因数检测结果 ........................................................................................... 69

重庆邮电大学硕士学位论文表录

表录

表2.1 三相APFC电路比较 ....................................................................................... 13 表2.2 三相六开关APFC电路开关状态 ................................................................... 16 表3.1 8种开关状态下的相电压与线电压结果 ......................................................... 30 表3.2 8种开关状态下空间矢量在αβ坐标轴上的分量 .......................................... 31 表3.3 𝑈∗在各个扇区中𝑈𝛼与𝑈𝛽存在的关系............................................................. 33 表3.4 N值对应的扇区编号的关系 ............................................................................ 33 表3.5 扇区内相邻矢量作用时间 ............................................................................... 34 表3.6 扇区相邻矢量作用时间 ................................................................................... 35 表3.7 各桥臂开关管作用时间 ................................................................................... 36 表4.1 ADC采样精度测试 .......................................................................................... 63 表4.2 ADC稳定性测试 .............................................................................................. 63 表4.3 三相APFC样机在不同输出功率下的实验数据 ........................................... 70

重庆邮电大学硕士学位论文表录

XII

重庆邮电大学硕士学位论文注释表

PFC APFC DF THD DSP FPGA PLD SVPWM

注释表

Power Factor Correction，功率因数校正

Active Power Factor Correction，有源功率因数校正 Distorition Factor，畸变因数

Total Hamonic Distortion，谐波畸变率 Digital Signal Processor，数字信号处理器

Field Programmable Gate Array，现场可编程门阵列 Programmable Logic Device，可编程逻辑器件

Space Vector Pulse Width Modulation，空间矢量脉宽调制

XIII

重庆邮电大学硕士学位论文注释表

XIV

重庆邮电大学硕士学位论文第1章绪论

第1章绪论

1.1 课题研究背景与意义

随着电力电子技术的发展和社会的不断进步，各种用电装置在电力系统、工业应用、交通和家庭生活中应用的越来越广泛。用电设备中不乏高频开关电源及非线性负载等，开关电源是目前应用最为广泛的电源装置之一，它具有体积小、功率密度大、工作效率高的特点，所以在行业中得到广泛的认可[1]。但开关电源与交流非线性负载的广泛应用对电网产生了严重的“污染”。由于高频开关电源与交流非线性负载使得用电设备被输入了大量谐波。通常，做有用功的只有电流的基波成分，而谐波成分则会产生大量无用功，这些无用功以热量的方式散发出去，大量的谐波成分会给电力系统本身和其他用电设备带来严重的影响[2]。

由于谐波的影响，电网电流的波形会发生畸变，理想的电流波形是标准的正弦波，如果将受到谐波污染的电流波形函数按照傅里叶变换进行展开，谐波电流就是其中的正弦分量，且谐波电流频率是电网电流基波频率的整数倍[3]。谐波畸变一般分为电流谐波畸变和电压谐波畸变，但一般情况下，电压谐波畸变的概率比电流谐波畸变的概率小得多，并且电压谐波畸变通常是由电流谐波畸变引起的。在电力电子大量应用之前，电力变压器和发电机是主要的谐波污染源，随着电力电子技术的发展，开关电源、变压器、发电机成为目前主要的谐波污染源，谐波污染给电网带来了严重的影响，主要表现在[3,4]：

1. 谐波电流使输电线路上的阻抗产生压降，使电网电压的波形产生畸变，这种现象通常称为“二次畸变”。

2. 谐波电流会增加电设备无用功，降低用电设备的工作效率，造成极大的损耗。

3. 谐波电流会使用电设备产生机械振动、噪声、以及瞬间过压等影响。 4. 谐波电流产生无用功，通过热量的方式进行耗散，用电设备容易由于热累积而出现损坏，严重影响了用电设备的使用寿命以及造成用电安全问题。

5. 谐波出现使继电器等设备产生误动作，使电子设备工作异常。

6. 在开关电源中，电流谐波还会使电源功率因数降低，进而降低电能利用率，

重庆邮电大学硕士学位论文第1章绪论

而谐波电流造成的尖峰电流过大也会损坏直流侧的滤波电容。

因此解决电力电子装置的谐波污染问题，对于提高用电设备的利用率，缓解我国能源短缺问题等都具有重要的现实意义。

为了解决谐波污染问题，相关领域的研究者提出了很多种方法。其中主要的途径有两种：一是利用无源滤波和有源滤波对电力系统进行谐波补偿，二是采用功率因数校正(Power Factor Correction, PFC)技术对电力电子装置进行改进。两种方法是目前常用的解决谐波污染的方法，对比而言，谐波补偿法较为消极，通常是在装置产生谐波后，进行集中补偿；而功率因数校正技术则更为积极。在过去的几十年里，功率因数校正技术取得很多突破性的进展，在单相功率因数校正技术的研究与应用上面已经逐渐发展成熟，当前已经有单相的功率因数校正模块直接用于电力电子设备中，而三相功率因数校正技术也有一些发展，但与国外相比还有差距[5]。

1.2 功率因数校正的与谐波

1.2.1 功率因数的定义

在线性电路中，功率因数常用cos𝜑表示，其中𝜑表示正弦电压与正弦电流之间的相位差[6]。但在非线性电路中，虽然电压信号的波形为正弦波，输入电流却发生了相位偏移和波形畸变，所以该定义就无效了。此时，我们可以将功率因数定义为有功功率(P)与视在功率(S)的比值，表示为：其中：

PFPU1I1cos1 SURIR(1.1)

UR——电网电压有效值； IR——输入电流有效值； U1——输入电压基波有效值； I1——输入电流基波有效值；

1——输入电流基波分量与输入电压相位差。

假设输入电流为非正弦波，电压为正弦波，则：

重庆邮电大学硕士学位论文第1章绪论

IRIII21222nIk1n2k (1.2)

由于电压为正弦波，故式(1.1)可表示为

式中

PFI1cos1cos1 IR(1.3)

I1IRI1III21222n (1.4)

式(1.3)中的称为畸变程度（Distorition Factor, DF），表示电流波形相对于正弦波的偏离程度，cosφ1称为位移因数，它表示电流的基波分量与电压的相位偏移程度。由此可知：功率因数等于畸变程度与位移因数的乘积，当输入电流中无谐波分量且输入电流与输入电压无相位偏移的情况下，功率因数为1，即PF=1。

1.2.2 功率因数与谐波的关系

工程中，常用谐波畸变率(THD, Total Hamonic Distortion)来表示谐波在输入电流中的含量。通常定义THD为总谐波有效值与基波有效值之比[7]：

代入式(1.4)得：

THDn2Ikk12kI100% (1.5)

11THD2 (1.6)

将式(1.6)代入式(1.3)可得功率因数PF与THD的关系：

PF11THD2cos1

(1.7)

当10时，THD<5%即可使功率因数控制在0.999，由此可知，提高功率因数的方法可以通过校正输入电流的相位以及抑制谐波两个方面着手研究[8]。

1.3 数字化控制技术的发展现状

在功率因数校正技术发展早期中，利用模拟技术进行控制是当时主流的控制

重庆邮电大学硕士学位论文第1章绪论

方式，而随着数字技术的逐渐发展与成熟，利用数字技术进行有源功率因数校正(Active Power Factor Correction, APFC)控制也越来越引起该领域相关研究人员的关注[9]。目前，关于功率因数校正领域数字化控制方法，主流方式有三种：

1. 基于DSP的APFC（Active Power Factor Correction，有源功率因数校正）数字控制方式。数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)是一种独特的微处理器，具有运算速度快，集成度高，存储容量大，处理精度高的特点。

2. 基于FPGA的APFC数字控制方式。FPGA是一类集成度高的可编程逻辑器件(Programmable Logic Device，PLD)，利用FPGA进行APFC控制，实现了复杂功率因数校正算法“硬件化”控制的方式，在校正速度和系统成本方面有很大的优势。

3. 基于多核芯片的APFC数字控制方式。单片机、FPGA、DSP等数字处理器在控制器领域有很多共同的优良特性，同时也各有其独到之处，将单片机、FPGA、DSP进行嵌套使用，使之相互融合，相互之间取长补短，可以很大程度上提高整体控制性能。

1.3.1 基于DSP的APFC数字控制方式

关于DSP的研究，可以追溯到20世纪70年代。1978年，AMI公司推出了型号为S2811的芯片，次年，Intel公司推出了型号为2920的芯片，这两款芯片的发布奠定了DSP的基础，由于这两款芯片没有集成乘法器功能，还不属于真正意义上的DSP芯片，直到日本NEC公司于1980年推出的μPD7720，该款芯片是第一款带有乘法器的DSP芯片[10]。此后，自1982年开始，美国德州仪器TI公司发布了一系列更加成熟、功能更加强大的DSP芯片，并迅速的占领大片的市场，成为市场影响力最大的DSP芯片供应商。

采用DSP实现数字化有源功率因数校正的控制，在很多文献中都对该技术进行过介绍，另外也有一些芯片设计厂家也给出了不少参考设计。在具体的设计过程中，应该对APFC控制算法、电压电流参数采样算法、系统采样频率和整流器开关管的开关频率等因素进行综合考虑。DSP芯片的选型目标则是综合价格与功能选择一款性价比高的芯片。在APFC数字控制系统中，采样算法与采样频率的选择具有很重要的意义，因为它们直接影响到整个APFC系统功能与可靠性，通常在

重庆邮电大学硕士学位论文第1章绪论

设计中，我们希望以最低的采样频率达到设计要求，其具体参数需要根据芯片的处理能力、系统数字控制算法、以及功率器件可承受的开关应力的频率范围进行综合考虑。

目前，从国内外对于基于DSP的三相APFC技术的研究现状来看，主要集中在拓扑结构、采样算法、控制算法三个方面进行研究。

在拓扑结构方面的研究，主要围绕Boost型变换器进行研究，这主要是Boost型变换器具有谐波畸变小，功率因数高，效率高等特点决定的。

在采样算法方面，由于采样精度直接影响整个控制系统的控制性能，在数字控制系统的控制性能中，DSP数字芯片上的ADC采样速度是一个重要影响因素，为了弥补DSP采样速度上的不足，研究采样算法及采样点的选取具有重要意义。从目前国内外的研究来看，对采样点的选取方法的研究是采样算法研究的重点。如SSOP采样算法，是对交流输入侧待采样参数（如交流电压、交流电流等）在每一个周期进行一次采样，这种采样方式简单，操作容易，但通常精度不高，直流输出电压稳定性差，功率因数不高。在此基础上，国内外许多研究者提出了各种改进措施[11,12]。

在控制算法方面，近些年涌现出一些具有代表性的控制算法，如预测控制法、空间矢量控制法、单周期控制法等。此外，无差拍控制算法、模糊控制法、自适应控制等也得到广泛的认可。但是，这些控制算法也各有局限性，有些控制难度大，有些控制成本高，有些计算复杂，对DSP的时间资源消耗较大，需要根据系统具体的指标要求选择对应的控制算法进行设计。

1.3.2 基于FPGA的APFC控制技术

虽然DSP优点很多，但相对于FPGA来说，DSP的采样速度上却不占优势，通常只能应用于采样速率低、软件复杂程度高的场合。在软件复杂程度不高，条件操作少，对运行速率要求比较高的应用环境下，FPGA是更好的选择。得益于FPGA的并行运行机制，同样的采样频率下，FPGA能够同时多路采样与处理，在任务比较固定的情况下，FPGA更具优势[13]。

FPGA起源于美国Xilinx公司，1985年该公司推出了世界第一块FPGA芯片，此后FPGA的硬件体系结构和软件开发工具经过不断改进和完善，在工程项目中

重庆邮电大学硕士学位论文第1章绪论

应用广泛。最开始FPGA芯片上可用的逻辑门单元只有1200个，完全不能满足当时的应用要求，上个世纪90年代单芯片逻辑门单元数量发展到几十万门，随着技术的发展现已到达千万门级。当前主要的FPGA芯片生产商有Xilinx、Altera、Actel、Lattice、QuickLogic等，FPGA结合了微电子技术、电路技术、电子设计自动化技术，其可编程逻辑门阵列利用硬件描述语言独具特色，因而应用广泛。在专用集成电路(Application Specific Integrated Circuits，ASIC)领域中，通过半定制电路的解决思路，弥补了定制电路的灵活性不足的问题，使设计者可以将精力集中在逻辑功能的设计上，从复杂的电路设计中解脱出来，具有很高的灵活性，从而使得设计周期大为缩短，设计质量得以提高[14]。

APFC系统中采用FPGA作为数字控制方式，实现了复杂控制算法“硬件化”的设计思路，同时在处理速度和成本方面更具优势。在功率因数校正系统中，从设计方法上来说，基于FPGA的数字化控制技术与基于DSP的数字化控制技术有许多共同之处[15,16]，整个系统的主拓扑结构与采样电路等区别不大，最大的区别在于FPGA与DSP的开发环境与开发语言，前者采用硬件描述语言(VHDL或verilog HDL)实现，后者通常使用C语言实现，另外由于FPGA具备并行运行机制，故二者在算法设计上也有不同[17]。

1.3.3 基于多核控制的APFC控制技术

单片机、DSP和FPGA等数字处理器应用越来越广泛，在实际的应用中，它们有很多相似之处，但也各有特色。随着单片机、DSP和FPGA等数字处理芯片体积越来越小、功耗越来越低、功能越来越强大，芯片内部的处理速度日趋提高、内存也越来越大，数字信号的处理速度与可处理信号复杂程度都在提高[18]。但即便如此，随着电力电子技术日趋高频化、复杂化，单独采用某一种数字处理芯片往往仍然难以达到预期的控制效果，因此结合这种控制芯片的优势取长补短的多核处理芯片应运而生。目前多核控制芯片已有广泛应用[19,20]，在功率因数校正领域，比较典型的多核控制芯片如IR公司推出的IRMCF312。

IRMCF312采用双核结构，分别为用于实现数字PFC的运动控制引擎(Motion Control Engine, MCE)和一个8位的8051控制器。该双核控制器是一款混合单片机与FPGA结构的多核控制器，MCE基于FPGA框架结构，内部包含一系列控制模

重庆邮电大学硕士学位论文第1章绪论

块如比例积分控制器、矢量旋转控制器、乘法器、除法器、高/低通滤波器等模块。根据需要，将常用的功能固定在芯片内部，还可根据使用场景的不同个性化的选择相应功能，等同于采用硬件的方式来实现一些常用的功能，这种设计方法大大提高了信号处理的速度，所以MCE的运算速度很快。8051微控制器主要用来处理各个协议管理任务，对速度的要求不高，完全可以满足大部分的应用需求；且由于8051微控制器应用广泛，成本低，所以开发成本低，使用性价比很高。

IRMCF312的另一个特点是可图形化编程。IRMCF312的PFC数字控制算法在MCE中实现，IR公司将MCE需要编程的部分放到了图形化界面中，用户在MCE模块库中选择合适的模块进行连接和组合，以实现相应的功能。而8051单片机内核程序还是采用传统的文本语言编程方式。这种方式使设计人员从软件算法的编写中解脱出来，只需要关注整个系统的控制流程的程序编写，大大缩短了软件开发周期。8051内核主要用来完成PFC的各种控制、保护和通信功能，其作为MCE的上位机，主要向MCE传递运行参数、读取MCE的运行状态、启动和停止MCE运行，其内核的程序用C语言编写，开发者只需要具备8051的开发经验，而不需要再额外掌握FPGA的开发技能，大大降低了系统开发门槛。

总之，数字技术的不断发展和半导体集成工艺的进步将使各种不同数字控制方式相互融合，多核方式的控制芯片还将不断出现，这无论是对研究人员还是对设计人员来说，都是一个值得关注的研究方向。

1.4 功率因数校正的发展现状

最早的功率因数校正是通过电感与电容组成的无源网络来完成的，这种方式的缺点是校正系统体积大，谐波抑制效果差，校正效果不理想[21]。随着电力半导体技术的飞速发展，开关变换技术使有源功率因数校正成为可能。APFC技术相对于早期的无源PFC技术，体积上大大缩小，重量也变得更轻，同时由于效率高，功率因数高的特点，使得APFC技术的研究与应用得到迅速的发展。

PFC技术出现于上个世纪80年代，此后经过不断发展，1990年，美国科罗拉多大学Erickson教授提出单级APFC电路，将APFC级和DC/DC级合二为一，该技术大大减少了元器件、提高了效率，很快就为人们所熟知。此后各种技术革新与半导体工艺发展推动了PFC技术进入研究热潮阶段，科研人员分别围绕着拓扑结

重庆邮电大学硕士学位论文第1章绪论

构、软开关技术和控制方法等几个方面对PFC技术进行研究并取得了诸多研究成果。20世纪90年代以后，对于PFC技术的基本理论及基础性研究工作已经相当完备，软开关技术开始应用到功率因数校正技术中，使得开关电源系统性能得到极大的优化。至此，单相PFC技术的研究已经越来越成熟，并且在各类电力电子装置中得到广泛应用，最常见的如开关电源。于是研究人员的方向开始转向三相有源功率因数校正技术的研究，而单相APFC的研究则转向了对APFC电路效率、功率密度的提高以及如何降低成本、提升稳定性等方向。

国外对于三相功率因数校正的研究则更早一些，19年加拿大著名学者A.R.Prasad在PESC会议上首次提出三相单开关APFC整流电路，该技术的提出对于三相PFC技术的研究具有重大的意义，与单相APFC电路相比，三相APFC电路应用于更大功率要求的场合，一般可达几十千瓦以上，但由于对三相电的利用中存在着三相耦合的问题，这对于三相APFC技术的应用造成了一定的困难。因为对于单相整流中，系统只要不受到非线性负载的影响，即当负载可等效为电阻时，功率因数即可为1，而对于三相不可控整流电路，由于三相耦合问题的存在，很难同时控制输入电流使其校正成为正弦波，故需要先对三相电压进行解耦[22]。

近几年来，国外对于三相APFC的应用在逐渐走向成熟，目前国内外对于三相APFC的应用主要是使用三个单相PFC模块进行合成，这种应用方式并不是真正的三相PFC模块，由于三相耦合问题的存在，三相三个单相PFC模块合成的三相PFC模块并不能使功率因数接近于单位功率因数。2016年，美国麻省SynQor公司发布的功率因数校正新产品MPFC-115-3PH-270-FP模块，被称为是真正的三相功率因数校正AC/DC模块，其峰值功率2000W，输出直流电压270V，效率可达94%，功率因数接近于1，但其85-140Vrms的相电压输入，目前还并不适用于国内市电要求。该模块外形尺寸为标准砖型模块的尺寸，具有体积小、效率高、性能好的特点，被认为是首开先河的真正三相功率因数校正模块。

国内对三相APFC的研究开始于上个世纪90年代中期，且到目前为止，关于三相APFC的文献并不多，书籍就更少了，在三相APFC技术的应用上，国内也稍显落后，目前国内对于三相APFC技术在工程项目中的应用尚不成熟，还停留在科研阶段。

近些年，国内外对于三相有源功率因数校正技术的研究，主要集中在以下几个

重庆邮电大学硕士学位论文第1章绪论

方面[23-25]：

1. 新型拓扑结构的提出。主要是对已有的拓扑结构的应用和基于已有拓扑结构的改进型研究。

2. 数字化控制方式的研究。PWM整流控制器由模拟控制方式到数字化控制方式大大提升了APFC整流控制的灵活性，数字控制在进行复杂控制过程中功能强大，在一些新技术、新方法上是模拟电路不能相比的。同时，各种数字控制方式也各有特色。

3. 基于当前已提出的拓扑结构引入新的控制方法，用以改善电路性能，如模糊控制法、预测控制法、空间矢量控制法、单周期控制法等。

4. 单级变换器的研究。单级变换器是针对多级变换器来说的，将多级变换器改进为单级变换器，可以减少器件数量，简化电路结构，减小电路体积，单级APFC电路的研究目前呈现上升的趋势。

5. 三相APFC系统中，软开关技术如零开关技术、零电流技术的应用。 6. APFC模块化设计。模块化是未来的发展方向，将功率因数校正技术集成在模块中，使开关电源技术设计更为简单，灵活性更高，同时效率也得以提升。

随着功率器件与半导体芯片技术的改进与工艺的提升，PFC技术的发展将愈加成熟，相信设计更加简化、性能更加高效、功能更加强大的PFC应用将会到来。

1.5 本课题的主要研究内容

本论文主要以三相APFC为研究对象，分析各种电路拓扑结构的优缺点，再选择合适的主电路作为受控对象，对其工作原理与控制方法进行分析，再对整个系统的硬件电路和软件算法进行设计，通过仿真分析与样机测试结果为验证手段，设计一套三相功率因数校正的电源样机。具体研究内容如下：

1. 研究本课题研究的背景、目的和意义，分析三相APFC技术对于解决谐波污染的重要作用。研究APFC数字化控制技术的发展现状和APFC的发展现状，分析各种电路拓扑的优缺点，选择合适的三相电路拓扑，根据电路拓扑确定系统控制策略。

2. 研究PI双闭环控制策略，建立PI双环控制的算法模型，完成其算法设计。研究SVPWM算法原理及其空间矢量PWM信号产生方法，并给出SVPWM的改

重庆邮电大学硕士学位论文第1章绪论

进方法，再利用MATLAB/Simulink建立系统仿真模型，对系统各个模块进行建模，输出系统仿真波形，分析仿真结果，验证系统可行性。

3. 建立系统总体框图，计算主电路参数，选择合适的功率器件，按照理论分析结果设计硬件电路与软件系统，设计一套输入相电压为220V，功率为10KW，直流输出电压为600V的具备APFC系统电源样机。

4. 对样机进行测试，观察其负载性能，工作稳定性，技术指标是否达标等。

重庆邮电大学硕士学位论文第2章三相APFC系统原理与数学模型分析

第2章三相APFC系统原理与数学模型分析

2.1 引言

早期的PFC利用电容和电感组成滤波器，完成输入电流的相位调整与波形校正，这种称为无源功率因数校正。由于无源PFC功率因数低，兼且体积大、重量重，逐渐被有源功率因数技术所代替[26]。自20世纪90年代以来，APFC技术得到迅速的推广，它的基本思想是在整流器与输出电容中间加入一个功率因数变换电路（通常由DC/DC变换器与控制电路组成），将输入电流的相位调整至与输入电压同相且波形矫正至无失真的理想正弦波状态，使功率因数接近于1。 1. APFC电路工作原理

主电路UinIin负载驱动电路-+负载电压误差放大器图2.1 APFC电路工作原理

APFC电路工作原理如图2.1所示，交流侧电压经过整流器整理后，输出全波整流信号，再经过DC/DC变换器并施加适当的控制，使得前端的输入电流平均值与输入电压值保持跟随，同时保证直流输出端电压的稳定性。APFC电路通常有两个反馈控制环：输入电流环与输出电压环。其中输入电流环调整整流器的输入电流，使其与全波整流后的电压波形相同；输出电压环的反馈调节则使输出直流电压保持稳定[27]。需要注意的是，在有些主电路中，整流器与DC/DC变换器是合二为一的。

APFC电路大多采用高频开关电路，主电路拓扑结构采用DC/DC开关变换器，

重庆邮电大学硕士学位论文第2章三相APFC系统原理与数学模型分析

开关频率可达几十千赫兹，其中Boost型变换器是最常用的主电路拓扑结构之一，具有电流失真小、输出功率大的特点[28]。 2. APFC技术的分类

高频有源功率因数校正技术按照不同的分类方法有多种分类方式，具体总结如下：

(1) 按APFC电路结构分类

按电路结构分类，APFC技术可分为升压型（Boost）、降压型（Buck）、升压降压型（Buck-Boost）、cuk型等[29]。

降压型（Buck型）：降压型电路能够输出较低的电压，同时该结构噪声大、滤波困难，输入端需要额外的滤波器对高频谐波进行滤除，且由于控制驱动电平容易发生浮动以及功率因数不高的特点，降压型电路结构应用较少。

升压型（Boost型）：升压型拓扑结构的输出电压高于输入电压，电路简单、功率因数高、谐波抑制效果好、成本低、效率高，应用较为广泛。

升压降压型（Buck-Boost型）：升压降压型电路结构具有功率因数高的特点，由于该结构无需对输入输出比进行考虑，因此输出电压的设计具有很高的灵活性。但由于该结构输入电流总是断续的，因此高频分量较高，应用较少。 (2) 按照输入电流的控制原理分类

平均电流型：在APFC电路中，采用电流环与电压环双环控制的方式，使得电流跟踪电压的能力强，输出电流波形失真小，功率因数高。另外，平均电流型能够进行固定频率控制，使电流工作在CCM状态，开关管电流有效值小、对开关噪声的抑制能力强。同时，由于需要设计电流控制环路，所以电路复杂，控制难度大，需要对电感电流进行检测。

滞后电流型：优点是控制简单，工作频率可变，电流响应速度快，缺点是开关频率受负载的影响大。

峰值电流型：工作频率变化，电流不连续（DCM）。电压控制型：工作频率固定，电流不连续。

(3) 按照供电方式分类，可以分为单相PFC和三相PFC。 (4) 按照结构分类，可以分为单级PFC和两级PFC。

重庆邮电大学硕士学位论文第2章三相APFC系统原理与数学模型分析

2.2 电路拓扑及其工作原理分析

2.2.1 三相APFC电路拓扑的分类

三相APFC电路拓扑结构的种类有很多种，不同的拓扑结构各有特性[30]。根据开关数量不同，三相APFC主电路结构主要有单相APFC组合成三相APFC电路、三相单开关APFC电路、三相双开关APFC电路、三相三开关APFC电路、三相四开关APFC电路、三相六开关APFC电路等几种。表2.1是各种常用三相APFC主电路拓扑的比较，其特点与应用如下[31-33]：

表2.1 三相APFC电路比较功率器件数量分类功率开关(S) 1 二极管(D) 6+1 特点用途三相单开关APFC 功率因数要求不高的场合适用小功率UPS、变频器、工业电源适用中功率容量变频器、UPS、工业电源等适用于大功率UPS、变频器、风电变流器、高压直流输电适用于UPS、中压变频器三相双开关两电平APFC电路 1 6+2 功率因数要求不高的场合三相六开关Boost型APFC电路 6 6 适用于大功率应用，可获得单位功率因数校正功率器件动态损耗小，滤波电感小，可获得单位功率因数校正，但功率器件较多三相三电平NPC整流器电路电流型三相三开关三电平APFC主电路结构 12 6 6 6 适用于通信电动态损耗小，滤波电感小，功源、中大功直率因数高，但功率开关器件多 UPS 效率、功率密度高，可获得单位功率因数校正，但使用较多二极管适用于中等功率通信电源、UPS、工业电源 VIENNA整流器拓扑 3 18

本论文采用三相六开关拓扑结构作为系统主拓扑结构，每个桥臂有上下2只开关管，一共6只开关管，同时每只开关管并联一只二极管可以减少开关应力，电

重庆邮电大学硕士学位论文第2章三相APFC系统原理与数学模型分析

流可以通过这6只开关管的通断进行控制。三相六开关PFC电路有以下特点：

优点：输入电流的总谐波失真小，系统效率高，功率因数能够接近单位功率因数，系统稳定性好，工作可靠性高，适用于大功率应用。

缺点：开关数目多，电路复杂，控制难度大，由于输出电压高，直流端输出电容大。

2.2.2 系统主电路拓扑工作原理

VaUaUbUcLaLbLcVa’Vb’Vc’C+UdcRLVbVc

图2.2 三相六开关Boost型APFC电路

三相六开关型的拓扑结构每个桥臂有上下2只开关管，三个桥臂一共6只功率开关管，可组成8种开关模式，且电路开关数目多，控制复杂，8种开关模式对应着8种电流回路，如图2.3所示。

VaUaOUbUcLaLbLciaVbabVcVaVbabVcUa+LaLbLciaibicVa’ibicVa’Vb’CcUdcRLOUbUcCc+UdcRLVc’Vb’Vc’

VaUa

(b) 𝑆𝑎𝑆𝑏𝑆𝑐=010

VaUa(a) SaSbSc=100

VbaVcLaLbVbVcLaLbLciaibicVa’iaabUbOUcbcVb’Vc’C+UbUdcRLOUcibicVa’LcCc+UdcRLVb’Vc’

(d) 𝑆𝑎𝑆𝑏𝑆𝑐=001

重庆邮电大学硕士学位论文第2章三相APFC系统原理与数学模型分析

VaUaUbOUcLaVbaVcUaUbLaVaiaibicVa’aVbVciaibicLbLcLbLcbcVb’C+UdcRLObcVb’Vc’UcC+UdcRLVa’Vc’

VaUaUb

(f) 𝑆𝑎𝑆𝑏𝑆𝑐=011

VaVbabc(e) 𝑆𝑎𝑆𝑏𝑆𝑐=101

VbabVcVcLaLbLcUaiaibicVa’Vb’Vc’LaLbLciaibicUbCc+OOUcUdcRLUcC+UdcRLVa’Vb’Vc’

(g) 𝑆𝑎𝑆𝑏𝑆𝑐=111

(h) 𝑆𝑎𝑆𝑏𝑆𝑐=000

图2.3 三相六开关APFC主电路工作原理

以2.3（a）为例，A相电压为正时，b相电压为负，c相电压为负，即满足ia>0、ib>0、ic>0时，Va、V'b、V'c导通，其中Va、Vb开关管对应的二极管处于正向导通状态，电流通过二极管流出，可减少功率管的开关应力。以A相电流为例，在该过程中，由于A相电压大于0，电流通过Va对应的二极管流出，使La上电流减少，电感La放电，直流侧电容C充电；下一时刻，A相电压为负，Va关断、V'a导通，电流𝑖𝑎变大，电感𝐿𝑎充电，直流侧电容C放电。以此类推，控制开关管按照次序导通与关闭，即可实现功率因数校正的目的。

三相电压平衡状态下，三个相电压的相位之间互差120º，为达到三相功率功率因数校正的目的，需要对三相桥臂上的开关管施加脉宽调制信号，由于每个开关均有两种状态，设开状态为1，关状态为0，则每个开关管均有0与1两种状态。由于同臂上下两只开关管不同时导通，设系统的开关函数为Sk，其中k=a,b,c，可表示为：

1 上桥臂导通，下桥臂关闭Sk ka,b,c

0 上桥臂关闭，下桥臂导通(2.1)

则三相六开关整流器的8种开关模式可表示为：

重庆邮电大学硕士学位论文第2章三相APFC系统原理与数学模型分析

表2.2 三相六开关APFC电路开关状态

开关模态

1 𝑉𝑎

导通器件

′𝑉𝑏 ′𝑉𝑐

′

𝑉𝑎

3 𝑉𝑎 𝑉𝑏

′

𝑉𝑐

′

𝑉𝑎 ′𝑉𝑏

5 𝑉𝑎

′

𝑉𝑏

′

𝑉𝑎

7 𝑉𝑎 𝑉𝑏 𝑉𝑐 111

′

𝑉𝑎 ′𝑉𝑏 ′𝑉𝑐

𝑉𝑏

′

𝑉𝑐

𝑉𝑏 𝑉𝑐 110

𝑉𝑐 100

𝑉𝑐 101

开关函数

𝑆𝑎𝑆𝑏𝑆𝑐

001 010 011 000

2.3主电路数学模型分析

以图2.2所示电路结构为参考对象，分析电路原理，对各节点建立等式关系，进而建立三相六开关型APFC系统的主电路数学模型。在计算等式关系前，为简化数学模型，首先需设立理想模型，做如下假设：

1. 三相交流电压、电流为理想信号，满足下列等式关系：

eaebec0 iaibic0(2.2)

2. 三相APFC主电路功率器件的开关频率远大于电网频率，且默认死区无延时，功率开关器件为理想器件，在高频开关状态下，不产生高频干扰信号；

3. 系统输入侧APFC电感为理想器件，不会发生饱和现象，且电感值相等，等效阻抗相等，即La=Lb=Lc=L，Ra=Rb=Rc=R；

4. 忽略导线阻值，开关器件导通压降为零，所有器件均为理想器件； 5. 同一桥臂上，上下开关管开关状态互补，SkSk'0，其中ka,b,c，任一桥臂不会发生直通现象。

设电网电压满足下列等式：

UaUmsintUbUmsint-120 UUsint120mc (2.3)

式中，Um是相位幅值，是电网电压频率，表示电压初始相位。

根据图2.2的电路，可得各相电压方程为

重庆邮电大学硕士学位论文第2章三相APFC系统原理与数学模型分析

va0vaNvN0vb0vbNvN0 vvvc0cNN0(2.4)

根据电压平衡关系：

vN01vaNvbNvcN 3(2.5)

当Sk导通而S'k截止时，存在关系Sk=1，且vkN=Udc，当S'k导通而Sk截止时，存在关系Sk=0，且vkN=0，故式2.5用开关函数来描述：

联立式2.6、2.7得

vkNUdcSk ka,b,c

(2.6)

vN0Udc Sk ka,b,c 3ka,b,c(2.7)

根据基尔霍夫定律，建立系统回路方程：

diaLiaReavaO dtdibLibRebvbO  dtdicLicRecvcO dt(2.8)

代入式2.9得：

LdikikRekvaO , ka,b,c dt(2.9)

将2.5、2.7代入2.9得：令Sx

diLkikRekdt1SaSbSc，则 3UUdcSkdc3Sk, ka,b,c ka,b,c(2.10)

LdikikRekUdcSkSx, ka,b,c dt(2.11)

电流在开关模型下满足下列等式关系：

idciaSaibSbicScka,b,ciS, ka,b,c

kk(2.12)

idc为直流侧输出电流。

重庆邮电大学硕士学位论文第2章三相APFC系统原理与数学模型分析

直流侧输出电流idc的大小等于流过直流输出端电容C与直流输出端负载RL的电流之和，即：

idciCiRL

(2.13)

iC为流过直流侧电容C的电流，iRL为流过直流侧负载RL的电流。

代入式2.10、iCC

dUdc、到式2.11中，可得： dtCdUdcikSkiL dtka,b,c(2.14)

联立式2.2、2.11、2.14，可得主电路数学模型为

vkik0kka,b,ca,b,cdikikRekUdcSkSx ka,b,c LdtdUdcCdtikSkiLka,b,c对式2.15进行拉式变换，得：

(2.15)

SaiaeaieUSSLsRdcbxbbSiceccSai·dciaibicS CsUbLSceaebeciaibic0(2.16)

由式2.16可知，三相六开关主电路的数学模型中，三相输入电压与电流间存在着相互耦合的关系，这些参量之间相互影响，使得各相无法抛开其他相间的电压电流参量单独进行电流控制，因此若要完成各相输入电流相位调整与波形校正，必须进行相间参量的解耦分离[34]。

重庆邮电大学硕士学位论文第2章三相APFC系统原理与数学模型分析

2.4 本章小结

本章首先介绍了三相APFC的工作原理和三相APFC的分类，然后介绍了三相APFC电路拓扑分类，对各种三相电路拓扑的特点和应用进行了列表说明，并选择三相六开关Boost型电路拓扑作为本论文主电路拓扑。接下来对系统主电路的工作原理和该主电路下的电流流动模式进行介绍。最后建立了三相六开关主电路的数学模型，通过分析数学模型，论证了对三相APFC系统进行相间参量解耦分离的必要性。

重庆邮电大学硕士学位论文第2章三相APFC系统原理与数学模型分析

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

第3章控制算法与仿真分析

控制算法研究是三相APFC技术中的重点研究对象，目前国内外对控制算法的研究主要集中在单周期控制算法和空间矢量控制算法。单周期控制算法是一种新颖的控制技术，其控制不需要乘法器，是三相APFC技术中一种新的尝试，这种控制技术具有调制和控制双重作用，其主要由复位开关、触发器、积分器、比较器组成控制电路，达到跟踪指令信号的作用。在文献35中，单周期控制技术在阻感性负载下的仿真中，系统能够实现单位功率因数校正，且系统稳定性良好。但在容性负载下，由于交流侧电感值的变化或者电感电流的变化，导致交流侧电感电压的变化，而单周期控制技术忽略电感电压变化导致误差变大，交流侧电流无法实时跟随电容，产生滞后现象，达不到单位功率因数校正的目的[35]。

另一种控制算法，空间矢量脉宽调制（Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM）算法，也是一种目前该研究领域较为受关注控制算法，其本身的特性决定了其具有动态响应特性好、输出电流谐波小、电压利用率高且功率因数接近单位功率因数的特点，且受负载特性影响相对较小。综上所述，本文采用SVPWM调制技术作为本文系统的控制算法。

3.1 网侧三相参量的前馈解耦数学模型

在上一章中，介绍了三相六开关主电路的数学模型，通过分析数学模型，得出了三相APFC系统进行功率因数校正，必须进行相间参量的解耦分离的结论。三相六开关主电路的数学模型是基于三相静止坐标系（abc坐标系）建立的数学模型，在该坐标系下建立的数学模型，由于各参量之间的关系是基于电路学原理建立的，因此其物理意义明确，参量之间的关系直观，易于推导。但是这种坐标系下的参量都是时变物理量，不利于控制。通过把三相静止坐标系(abc坐标系)转换成两相旋转坐标系(dq坐标系)，可以将时变的交流参量关系式转换成用直流参量关系式，可以使得各个控制量分别得到控制，从而简化了控制系统设计。

将三相静止坐标系转换到两相旋转坐标系的方法通常称为dq变换，dq变换是一种解耦控制方法，为使abc坐标系下的参量转换成dq坐标系下的参量，需要首

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

先将abc坐标系转换成两相静止坐标系(αβ坐标系)，该变换称之为αβ变换，如图3.1所示。

bβIβIcIoIaaIαIbαc图3.1 电流参量在αβ坐标系下的分布

将abc坐标系下的数学描述模型通过CLARKE变换进行变换，CLARKE变换矩阵如下：

11x22x33021xa2xb 3xc2 (3.1)

在abc坐标系下，需要转换成αβ坐标系下的参量有电流参量𝑖𝑘、电压参量ek和开关参量Sk，其中ka,b,c。现做以下设定：

xkik,ek,Sk ka,b,c xmik,ek,Sk k,T(3.2)

ib ic、电压参量将3.1、3.2代入到式2.15，可将abc系下的电流参量ia vb vc和开关参量Sa Sb Sc转换成αβ坐标系下的电流参量i va i 、电压参

TTT量eSe 和开关参量S ，结果如下：

dUdc3Cdt2iSiSiLdiiReUdcS LdtdiiReUdcSLdt(3.3)

式3.3是主电路在三相静止坐标系(abc坐标系)下的数学模型，由该图可以看

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

出，该模型下系统参量在α轴与β轴中并无耦合，因此完成了三相交流分量的解耦分离。由式3.3分析还可知，各状态参量在α轴与β轴中的表达式完全一致，故只需要针对其中一个轴设计控制信号，这极大的简化了控制模型。

qiqβ Ioθ iddα ω

图3.2 电流参量在dq坐标系下的分布

在αβ坐标系下的各参量还无法让PI控制器完成实时调整，该模型还需要经过PARK变换转换成两相同步旋转坐标系下的数学模型[36]，PARK变换的变换矩阵如下：

xdcostsintxxx qsintcostT(3.4)

将式3.4代入到式3.3中可将两相静止坐标系下的电流参量i i 、电压参量eSiq eqe 和开关参量S 转换成电流参量id 、电压参量ed 和开关

TTTT参量SqSd ，得：

dUdc3Cdt2idSdiqSqiLdidLiqRidedUdcSd LdtdiqLidRiqeqUdcSqLdt将式3.5进行拉式变换得：

(3.5)

Sd3·dcidiqCsUSiL2q ieSddiqdLsRLU i dcieSdqqq根据式3.6建立两相旋转坐标系下的数学模型，如图3.3所示。

(3.6)

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

ed sd ωL ωL +--1R+Lsid iL ++32-+1CsUdc sq eq +-+1R+Lsiq 图3.3 两相旋转坐标系下的参量控制模型

式3.6是主电路在三相旋转坐标系(d，q)下的数学模型，式中ω为电网电压角频率。至此，完成了三相APFC主电路数学模型由abc坐标系向dq坐标系的转换。

3.2 PI控制器及其控制算法研究

3.2.1 PID控制原理

PID控制器是自动控制系统中应用非常广泛的一种控制方法，分为比例调节器、积分调节器和微分调节器。比例控制用于成比例地放大控制系统的偏差，具有调节速度快，反应灵敏的特点，缺点是被控对象存在静差，通常加大比例调节系数KP可以减少静差，但容易产生较大的超调。积分控制可以用于消除静差，具有调节精度高的特点，但其具有滞后性，积分调节系数过大容易使系统调节严重滞后，导致系统不稳定。微分控制能够反应偏差信号的变化趋势，具有超前调节，减少调节时间的作用，但微分调节对干扰的抑制能力差，容易受到干扰影响[37]。

比例r(t)+-e(t)积分++u(t)被控对象c(t)+微分

图3.4 PID控制器原理框图

如图3.4所示，为PID控制器的原理框图，其中r(t)为系指令参量，c(t)为调节输出量，u(t)为控制参量。经典的PID控制器的表达式如下：

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

utKpetKiedKd0tdet dt(3.7)

其中，Kp为比例系数；

Ki为积分系数； Kd为微分系数。 e(t)为系统偏差，定义为：

etrtut

(3.8)

式3.7的表达式为连续时间下的PID控制器表达式，也称为模拟PID，在计算机应用中，需要采用数字化的PID控制器，故还需要将模拟PID离散化，数字PID控制器的表达式如下：

ukKpekKiejKdekek1

j0k(3.9)

本文采用增量式的PID控制，由式3.9可得控制器第k-1个采样时间的输出值为：

uk1Kpek1KiejKdek1ek2

j0k1(3.10)

联立式3.9与式3.10，ukukuk1得：

ukKpekek1KiekKdek2ek1ek2

(3.11)

式3.11中e(k)用ek表示，由于微分调节会大大增加控制系统的控制难度，而只采用比例调节器又很难达到理想的稳定精度，故本系统中采用比例和积分两种调节方法进行设计，则系统表达式为：

ukKpekek1Kiek

(3.12)

3.2.2 PI双闭环控制算法

PI双闭环控制是三相APFC系统的控制策略，对三相APFC系统电流跟随调节与直流电压稳定性调节起着至关重要的作用。三相APFC双闭环控制系统由两部分组成，第一部分是图2.2所示的主电路，系统从主电路采集网侧交流电压Ua、Ub、Uc和交流电流Ia、Ib、Ic以及直流输出电压Udc，交流电压和交流电流采集分别采用电压互感器和电流互感器。第二部分是PI双闭环控制部分，控制部分的双

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

闭环控制分为电流控制环节和电压控制环节，内环为输入电流反馈控制环，其快速响应特性有助于实现电流实时跟随电压的目的。外环为电压控制环节，有助于提高输出电压的稳定性和抗干扰能力[38]。

iaibicUUdcabc/dq坐标变换*id iq ωL ωL 电流调节器2U*d 电流调节器1Uq ++*dc电压调节器abc/dq坐标变换i*q +-U*α dq/αβ坐标*Uβ 变换SVPWM空间矢量调制隔离驱动UaUbUcUq 图3.5 PI双闭环控制系统结构图

图3.5是PI双闭环控制系统结构图，为了提高系统功率因数，需要对无功功率进行抑制，所以如何抑制无功分量是三相APFC系统控制策略中的重点。

在上一节中对APFC主电路的数学关系进行了介绍，并建立了其数学模型。将三相参量进行abc/dq坐标变换，三相静止坐标系下的参量转换成两相旋转坐标系下d、q分量，在只考虑稳态基波分量的情况下，d、q分量均为直流分量。若将电网初始电动势𝑈𝑑𝑞与q轴分量进行重合，则q轴分量即为有效分量，d轴分量则为无效分量。通过该方式将有功分量与无功分量分开控制，接下来需要对d轴的无功分量进行抑制。根据3.6，网侧电动势可写为如下等式：

UdidSdiqULsRiLUdcS

idqqq(3.13)

***令UdUdcSd，UqUdcSq，U*d、Uq分别表示网侧电压在dq坐标系下的分量，

则式3.13可表示为：

*edidiqUdeLsRiL*

Uqidqq(3.14)

引入id、iq对应的指令电流i*d、iq和电流调节器的比例调节系数Kip与积分调节

系数Kii，电流环PI控制器的算法方程可表示为：

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

*Kii*UKipididLiqedds U*KKiii*iLieqdqipqqs(3.15)

由于i*d是id的指令电流，在单位功率因数下，无功分量为零，故有id=0。而id是

Udc在其指令电压调节U*dc下的输出量，设电压调节器的比例调节系数为Kup，积分调节系数为Kui，则电压环PI控制器的算法方程可表示为：

*id0 *Kui*iKUUdcdcqups(3.16)

3.3 SVPWM算法研究

3.3.1 SVPWM算法原理

空间矢量脉宽调制（Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM）控制技术，是一种通过电压矢量或电流矢量切换来实现整流器开关控制的技术，其通过三相六开关全桥整流器中六个IGBT开关元件组成特定的开关顺序，从而产生脉宽调制波形，使网侧电流波形接近标准的正弦波。SVPWM技术最早是针对交流电动机的变频驱动而提出，后来逐渐应用到逆变器、三相开关电源中，其主要思路是针对三相电压或三相电流建立空间矢量坐标，通过矢量参数的切换获得标准圆形磁链轨迹。其特点为：动态响应特性好、输出电流谐波小、电压利用率高且功率因数接近单位功率因数[39,40]。

普通的三相全桥整流器有三个桥臂，每个桥臂有上下两个开关，共六个开关，这六个开关组合起来有8种开关状态，每个开关均有两种状态，设开状态为1，关状态为0，则每个开关管均有0与1两种状态。由于同臂上下两只开关管不同时导通，则设系统的开关函数Sk可表示为：

1 上桥臂导通，下桥臂关闭Sk ka,b,c

0 上桥臂关闭，下桥臂导通(3.17)

(SaSbSc)的全部组合有八种，分别为000，001，010，011，100，101，110，111。其中000和111两种状态是零空间矢量，000表示下臂开关器件全部导通，111表

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

示上臂全部导通。其余六种为非零空间矢量，这六种非零空间矢量能够对系统产生调制作用，故为有用状态，6种有用状态可将电压空间矢量划分为6个扇区，每个扇区占整个360º矢量空间的六分之一，也即是60º。在任何一个扇区中的任意矢量都可以用该扇区中的两个非零空间矢量和两个零空间矢量进行组合得到，称这两个非零空间矢量为基本矢量[41]。

βU3(010)U2(110)ⅡⅢU4(011)U0(000)U7(111)U2*θⅠU1*ω U*U1(100)α ⅣⅤU5(001)ⅥU6(101)

图3.6 电压空间矢量图与矢量合成

在进行三相APFC控制时，矢量方向的变化是连续的，需要对矢量信号进行持续采样，并计算矢量角度。对于待合成的矢量，在确定该矢量所在扇区位置后，将矢量分解为该扇区内的两个基本矢量。同时，为了形成理想的磁链圆，需要不断计算基本矢量的作用时间，再利用计算所得的作用时间确定基本矢量的长度。基本矢量和零矢量在一个周期内多次施加，最终生成的电流波形就可以被控制为正弦波进行输出。

在一个周期内，基本矢量和零矢量作用的时间和是一定的，我们只需要计算基本矢量的作用时间就可以了，剩下的时间就是零矢量的作用时间。最终主控单元按照矢量作用时间合成调制波形，合成的波形与PWM波形近似，但由于这种PWM是基于空间矢量进行合成的，故称为空间矢量脉宽调制波形，即SVPWM[42]。

设三相输入电压为Ua、Ub、Uc，它们之间相位互差为120º，满足以下关系：

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

UaUmsint2UbUmsint32UcUmsint3 (3.18)

则由三相输入电压Ua、Ub、Uc合成的空间矢量电压U(t)为：

3UtUaUbej2/3Ucej4/3Umejt

2(3.19)

由式3.19分析可知，U(t)是一个按照角速度𝜔连续旋转的空间矢量，其峰值为相电压峰值Um的1.5倍。

VaUaOUbUcLaLbLciaVbabVcibicVa’Vb’Cc+UdcRLVc’

图3.7 𝑆𝑎𝑆𝑏𝑆𝑐=100开关状态下的电路原理图

(SaSbSc)的全部组合有八种，分别为000，001，010，011，100，101，110，111。取其中一种为例进行研究，如图3.7所示，假设SaSbSc=100，根据电路学原理，可列以下等式：

UabUdc, Ubc0, UcaUdcUaNUbNUdc, UaNUcNUdc UUU0bNcNaN (3.20)

211解3.20等式方程可得：UaNUdc，UbNUdc，UcNUdc。同理可得系

333统在其他开关状态下，空间矢量相电压与线电压，如表3.1所示：

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

𝑺𝒂𝑺𝒃𝑺𝒄 000 100 110 010 011 001 101 111 表3.1 8种开关状态下的相电压与线电压结果相电压矢量标号 𝑈𝑎𝑁 𝑈𝑏𝑁 𝑈𝑐𝑁 𝑈𝑎𝑏 𝑈0 𝑈1 𝑈2 𝑈3 𝑈4 𝑈5 𝑈6 𝑈7 0 2𝑈 3𝑑𝑐1𝑈 3𝑑𝑐−1𝑈 3𝑑𝑐2−线电压 𝑈𝑏𝑐 0 0 Udc 𝑈𝑑𝑐 𝑈𝑑𝑐 0 0 0 𝑈𝑐𝑎 0 0 0 𝑈𝑑𝑐 𝑈𝑑𝑐 𝑈𝑑𝑐 𝑈𝑑𝑐 0 0 1𝑈 3𝑑𝑐−0 1𝑈 3𝑑𝑐20 𝑈𝑑𝑐 𝑈𝑑𝑐 0 0 0 𝑈𝑑𝑐 0 1𝑈 3𝑑𝑐−1𝑈 3𝑑𝑐−3𝑈𝑑𝑐 −1𝑈 3𝑑𝑐−3𝑈𝑑𝑐 −1𝑈 3𝑑𝑐1𝑈 3𝑑𝑐−1𝑈 3𝑑𝑐21𝑈 3𝑑𝑐2𝑈 3𝑑𝑐1𝑈 3𝑑𝑐1𝑈 3𝑑𝑐−3𝑈𝑑𝑐 0 0 0 为了简化控制，采用SVPWM控制算法实现三相APFC控制，必须要进行网侧三相参量的前馈解耦，在3.1节中介绍了主电路在αβ坐标系下的数学模型，由于在开关状态SaSbSc=100，存在关系：

由式3.1可知：

11U22U33021UaN2UbN

3UcN2211UaNUdc，UbNUdc，UcNUdc

333(3.21)

(3.22)

2将3.20代入3.22，可得UUdc, U0。

3同理可得系统其他开关状态下，空间矢量在αβ坐标轴上的分量，如下表所示：

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

表3.2 8种开关状态下空间矢量在αβ坐标轴上的分量 𝑺𝒂𝑺𝒃𝑺𝒄 000 100 110 010 011 001 101 111 矢量标号 𝑈0 𝑈1 𝑈2 𝑈3 𝑈4 𝑈5 𝑈6 𝑈7 𝑼𝜶 0 √3𝑈𝑑𝑐 √6𝑈𝑑𝑐 −√6𝑈𝑑𝑐 −√3𝑈𝑑𝑐 −√6𝑈𝑑𝑐 √6𝑈𝑑𝑐 0 112112𝑼𝜷 0 0 √2𝑈𝑑𝑐 √2𝑈𝑑𝑐 0 −√2𝑈𝑑𝑐 −√2𝑈𝑑𝑐 0 1111 22在非零矢量状态下，空间矢量的幅值为U*U，分析表3.2可知，所U有非零矢量状态下的空间矢量幅值均相等，其模长为23Udc，由此可见，在图3.5所示的平面中，U*旋转的运动轨迹是以中心点为圆点，|U*|为半径的圆。若𝑈∗始终以ω为角速度匀速旋转，其所形成的电流输出量就是正弦量。

U*旋转一周为360º，SaSbSc的非零矢量状态有6种，这六种开关状态将360º的平面划分为6个扇区，每个扇区60º，每个扇区的边界对应一种开关状态，故对于某扇区中的任意空间矢量，都可以用这个扇区边界上的两个非零矢量来表示。零矢量000与111状态处于U*运动轨迹的圆点位置，通常空间矢量的合成是扇区中的非零矢量与零矢量共同作用完成的。在接下来的一节中，以扇区Ⅰ中的矢量U*为例，介绍SVPWM的产生方法。

3.3.2 SVPWM的产生方法

空间矢量电压𝑈∗在扇区Ⅰ中可由基本矢量U1、U2、U0、U7合成。其中U1、U2为扇区Ⅰ的基本矢量，U0、U7为零矢量，它们之间满足以下关系：

TT1TU12U207U07U* TsTsTs(3.23)

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

T1T2T07Ts

(3.24)

其中T1、T2分别为基本矢量U1、U2的作用时间，T07为零矢量U0和U7的作用时间，零矢量用U07表示。TS表示系统的采样周期。

U2(T2/Ts)U2θⅠ扇区U*O(T1/Ts)U1U1

图3.8 扇区Ⅰ上电压空间矢量的合成与分解

设U*与U1之间的夹角为θ，则根据正弦定理，有以下关系：

*T1T2UcosUUcos12TT3ss*T2 UsinU2sinT3sU1U22/3Udc解等式3.25，可求出U1、U2及U0、U7的作用时间：

TmTsin1s3 T2mTssinT07TsT1T2(3.25)

(3.26)

式中m为SVPWM调制系数，m2Udc U*。

传统SVPWM调制中，取U0、U7作用时间相等：

T0T7TsT1T2/2

(3.27)

通过式3.27分析可知，需要确定𝑈∗空间矢量的角度θ和空间矢量所在扇区，才能根据扇区确定合成𝑈∗的基本矢量。然后根据空间矢量角度θ计算基本矢量的

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

作用时间T1、T2，这种方法计算复杂，工作量较大[43,44]。因此本文介绍一种新的SVPWM空间矢量调制算法，该算法极大的简化了SVPWM计算复杂程度，使控制过程的时间资源得到释放。具体SVPWM产生过程分为以下几步：

1. 判断扇区位置。

SVPWM调制的第一步是确定U*的扇区，设U*在α轴与β轴上的分量分别为Uα、U𝛽，若U在扇区Ⅰ中，则满足U0、U0且

UU3，即3UU0。

同理，如U*落在其他扇区，其满足的条件如下表所示：

表3.3 U*在各个扇区中Uα与U𝛽存在的关系

扇区 Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ 条件

U0、U0且UU3 U0且U|U|3

U0、U0且UU3 U0、U0且UU3 U0且UU3

U0、U0且UU3

通过分析上表条件可知，U*所在扇区的判断其实可通过U𝛽、3UU、

3UU三式来决定，做如下设定：

AUB3UU C3UU (3.28)

1 x0设NsignA2signB4signC，其中signx，则当N=1时，

0 x0即A0，B0，C0，通过对比表3.3可知，U*处于第Ⅱ扇区。同理，可判断N为其他值时，U*所在的扇区位置，N值与扇区号的关系如下表所示：

表3.4 N值对应的扇区编号的关系

N 1 2 3

4 5 6

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

扇区 Ⅱ Ⅵ Ⅰ Ⅳ Ⅲ Ⅴ

2. 计算矢量作用时间。

T1、T2为分别为矢量U1、U2的作用时间，应用式3.26计算T1、T2，需要对空间矢量U*的角度进行计算，这样在很大程度上增加了计算复杂程度，事实上合理运用U*在𝛼轴与𝛽轴上的分量𝑈𝛼与𝑈𝛽可有效简化计算过程。图3.7中，存在以下等式关系：

cos3U1T2 UTsU1T1U20sin3将U1U22Udc代入到式3.29，整理可得： 3TsT3UU12Udc T2TsU2Udc(3.29)

 (3.30)

同理可求出U*在其他扇区时，基本矢量的作用时间，列表如下：

表3.5 扇区内相邻矢量作用时间

扇区 Ⅰ 扇区内基本矢量作用时间

T1T2Ts2UdcTs2Udc3UU，T22TsU UdcⅡ

3UU，T3Ts2Udc3UU

Ⅲ

T3T4T5Ts2TsTsU，T4Udc2UdcTs2Udc3UU

2TsU UdcⅣ

3UU，T5Ⅴ

2Udc3UU，T6Ts2Udc3UU

Ⅵ

T62TsTsU，T1Udc2Udc34

3UU



重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

扇区内两个相邻矢量的作用时间可通过表3.5的结果查表得到。事实上，分析表3.5可知，不同扇区的两个相邻基本矢量的有效作用时间可总结为以下三个值的组合：

3333， X3UTs/Udc，Y2U2UTs/UdcZ2U2UTs/Udc其中，Ts为采样时间，Udc为直流端指令电压。

根据X、Y、Z可得出扇区相邻矢量作用时间如下表所示：

表3.6 扇区相邻矢量作用时间扇区 𝑇N1 𝑇N2 Ⅰ -Z X Ⅱ Z Y Ⅲ X -Y Ⅳ -X Z Ⅴ -Y -Z Ⅵ Y -X TN1，TN2为分别为U*所在扇区两个基本分量的作用时间，当TN1TN2Ts，会出现过调制情况，过调制会使输出电压与网侧电流失真，从而对系统造成严重影响，因此需要做饱和处理：

若TN1TN2Ts，则取TN1TN1TN2TS，TN2TS。

TN1TN2TN1TN23. 计算开关管切换时间Tx、Ty、Tz。

根据TN1、TN2可求出三相整流桥臂对应开关管切换时间点：

TxTsTN1TN2/2 TyTxTN1TTTyN2z(3.31)

4. 控制SVPWM控制采用7段矢量合成法，以空间矢量U*在扇区Ⅰ上的合成方法为例：

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

图3.9 U*在扇区Ⅰ上的合成方法

设Tcm1、Tcm2、Tcm3分别为A、b、c相桥臂开关管的作用时间。参考图3.9与式3.31可知，在扇区Ⅰ上，Tcm1Ty、Tcm2Tx、Tcm3Tz。同理，可分析其他扇区下，各桥臂的作用时间：

表3.7 各桥臂开关管作用时间扇区 Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ Tcm1 Tcm2 Tcm3 𝑇𝑦 𝑇𝑥 𝑇𝑧 𝑇𝑥 𝑇𝑧 𝑇𝑦 𝑇𝑥 𝑇𝑦 𝑇𝑧 𝑇𝑧 𝑇𝑦 𝑇𝑥 𝑇𝑧 𝑇𝑥 𝑇𝑦 𝑇𝑦 𝑇𝑧 𝑇𝑥 3.3.3 改进的SVPWM算法调制策略

前面对SVPWM算法原理和SVPWM算法的产生方法进行了研究，按照常规的SVPWM算法产生方法，在抑制系统功率损耗和谐波抑制方面，系统性能无法达到最优。因此，本文通过研究系统损耗的数学模型，提出一种对零矢量分配方法，通过这种方法，三相APFC系统的开关损耗更小，同时进一步对谐波进行抑制。

三相APFC系统的开关损耗主要与功率器件开关过程中的通过的电流和系统开关频率有关，系统开关损耗的计算方法可通过如下等式进行表达：

PlossKUdcf(i)dt/T

(3.32)

式3.32中，K为常数，Udc为三相APFC系统输出电压，当系统处于稳定状态

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

时，Udc可以视为常数，f(i)为开关电流i的函数关系，T为开关周期。由此可见，系统开关损耗主要与系统输出电流相关。因此，只要使系统开关电流最小，就可使得系统开关损耗达到最小。

由图3.6可知，相邻的连续三个基本空间矢量中只有一位相同，即任意两个相邻的扇区，只有一个桥臂的开关管不需要做开关变换。由于每一个扇区的角度是60º，则两个相邻扇区的角度为120º，即对于任意桥臂而言，最多在120º的角度范围内不需要进行开关变换。

开关电流最小的基本思想是通过引入一个滞后角δ，使得开关切换的时间点恰好避开电流最大的时间点。由于每个桥臂最多在120º的角度范围内不需要进行开关变换，因此可以把这120º的区域放在网侧电流峰值附近60º的角度范围内，通过这种方式，整流器开关管切换动作就会避开电流最大值。由于将开关不切换的时间区域设放在网侧电流峰值附近60º的角度范围内，则定义滞后角δ的范围满足[-30º，30º]。根据SVPWM调制波形产生方法，引入滞后角δ后，整流桥臂对应开关管切换时间点为：

Tx(1k)TsTN1TN2/2 TyTxTN1TTTyN1z (3.33)

其中，δ的取值为：

,||3030,30

30,30 (3.34)

与之相对应的k的取值为：

1, [0,30][330,360]0, [30,90]1, [90,150]k

0, [150,210]1, [210,270]0, [270,330](3.35)

通过式3.33计算整流桥臂对应开关管切换时间点，使得整流器开关管切换动作恰好避开了电流最大值，从而达到抑制谐波，减小开关损耗的目的。

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

3.4 SVPWM算法的系统仿真模型分析

上一节详细介绍了三相APFC系统的前馈解耦算法和PI双闭环控制算法，并对SVPWM算法的原理和产生方法进行了详细的介绍，从理论上分析了三相APFC系统的技术可行性。为了进一步验证主电路参数与控制策略是否合适，利用MATLAB/Simulink仿真软件对系统进行仿真验证[45,46]。

MATLAB是一款数学应用工具，具有强大的数算能力，可用于矩阵运算、算法开发、数据分析等。本文使用的开发环境为MATLAB 2014b，拥有强大的桌面处理能力，可用于c/c++开发环境。Simulink是一个动态系统建模工具，它提供强大的仿真模块库，其中包含大量的图形化开发组件，用户只需要通过鼠标进行简单的操作，就可搭建复杂的仿真系统。Simulink具有设计流程清晰，结构框图易于分析，精度高，仿真结果接近真实结果的特点，在自动化控制、通信、数字信号输出等领域有广泛的应用。

3.4.1 仿真模型的建立

本节进行三相APFC系统的仿真验证，首先需要进行坐标变换，将abc坐标系变换成dq坐标系。坐标变换的目的是将三相电压、电流分量从互相耦合的状态解耦出来，从而便于控制，因为进行前馈解耦后，三相电压、电流信号由时变参量变换为直流参量，控制难度大大减小。

在PI双闭环控制环节中，需要对解耦后的直流参量进行分别控制。本系统采用电压外环PI控制和电流内环PI控制，前者用于控制输出电压的稳定性，后者用于调整电流波形和电流相位，使电流与电压始终保持跟随。经过不断的调试整定，最终调节电流环参数为：比例系数Kii=100，积分系数Kip=0.15；电压环参数为：比例系数Kii=0.13，积分系数Kip=3.15。电压环与电流环PI控制器控制策略仿真模型如图3.10所示：

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

图3.10 电压环与电流环控制策略仿真模型

图3.10中，模块iabc-idq与模块uabc-udq是abc/dq坐标变换器模块，该模块的MATLAB程序表达为：

function [Id,Iq,I0]= fcn(Ia,Ib,Ic,the)

Id=sqrt(2/3)*(Ia*cos(the)+Ib*cos(the-2*pi/3)+Ic*cos(the+2*pi/3)); Iq=sqrt(2/3)*(-Ia*sin(the)-Ib*sin(the-2*pi/3)-Ic*sin(the+2*pi/3)); I0=1/3*(Ia+Ib+Ic);

Id、Iq分别是dq分量，Ia、Ib、Ic是输入的三相坐标系参量，此处uabc-udq模块的输入量为Ua、Ub、Uc，输出量为Ud、Uq，与iabc-idq模块一致，使用的是同一个函数下的模块。

在图3.10的仿真模型中，还使用到了PI控制器，其结构如图3.11。

图3.10的仿真模型中，PI控制器的输出控制量最终都指向了模块Subsystem2，该模块完成PI双闭环控制的算法。

图3.11 PI控制器仿真模型

在3.2节中，本文对PI双闭环控制算法进行了分析，根据式3.15：

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

*Kii*UKipididLiqedds U*KKiii*iLieqdqipqqs可列出该等式MATLAB下的程序表达函数为：

function [udr, uqr] = fcn(w, Id, Iq, inputd, inputq, ed, eq) udr=w*0.005*Iq-inputd+ed; uqr=-w*0.005*Id-inputq+eq;

∗∗

输出信号udr、uqr分别对应𝑈𝑑，𝑈𝑞，由于本系统取L=5mH，故此处0.005表

示L，单位为H。w、Id、Iq、inputd、inputq、ed、eq本别对应𝜔、𝑖𝑑、𝑖𝑞、PI控制器的d轴控制量与q轴控制量、网侧三相输入电压的d轴分量𝑒𝑑与q轴分量𝑒𝑞。Subsystem2模块内部结构图如图3.12所示，该模块包含PI双闭环控制的算法与dq/αβ坐标系变换器（dq_AlphaBeta）模块。dq/αβ坐标系变换器模块负责将dq坐标系下的参量变换为αβ坐标系下的参量。

图3.12 Subsystem2模块内部结构图

dq_AlphaBeta模块的MATLAB程序表达式为： function [ualpha,ubeta]= fcn(ud,uq,the) ualpha=ud*cos(the)-uq*sin(the); ubeta=ud*sin(the)+uq*cos(the);

dq/αβ坐标系变换使用的是PARK变换作为理论依据，其变换矩阵为：

xdcostsintxxx sintcostq40

(3.36)

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

该变换使用PARK变换的逆变换。

SVPWM仿真模型分为以下几个模块： 1. 给定矢量信号的扇区判断模块；

2. 给定矢量在α轴与β轴上的矢量作用时间计算模块； 3. 三相六开关全桥整流器的开关切换时间计算模块；

4. PWM模型产生模块，该模块用以使用三相六开关切换时间作为输入信号，使其与三角波发生器产生的信号进行比较，最终产生SVPWM信号。

在本章3.3节中，对扇区判断方法进行了分析，𝑈∗所在扇区的判断其实可通过A=Uβ、B=√3Uα-Uβ、C=-√3Uα-Uβ三式来决定。设N=sign(A)+2sign(B)+4sign(C)，

1 x0signx其中，通过N值查表3.4可知给定矢量 U*所在的扇区位置，本0 x0文根据式3.28设计了扇区计算的仿真模型，如图3.13。

图3.13 矢量扇区判断模块

矢量作用时间需要根据矢量所在扇区的位置做出计算，两个相邻有效矢量的作用时间可通过X、Y、Z三个值进行计算：

3333，，X3UTs/UdcY2U2UTs/UdcZ2U2UTs/Udc

根据X、Y、Z可得出扇区相邻基本矢量作用时间，根据X、Y、Z制作了矢量作用时间表，参考表3.6。本文根据X、Y、Z与矢量在αβ坐标轴上的分量Uα、Uβ

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

及开关周期Ts，直流输出电压Udc之间的关系，设计了X、Y、Z的仿真模块，如图3.14所示：

图3.14 X、Y、Z计算的仿真结构

图3.14中，T表示SVPWM开关周期。表3.6描述了矢量在相邻基本矢量上的作用时间T1、T2与X、Y、Z之间的关系，通过查表法可获取矢量所在扇区N上的T1、T2时间，本文根据表3.6设计了T1、T2的仿真模型，如图3.15。

图3.15 矢量作用时间计算模块

在本章3.3节中，对开关管的切换时间计算方法进行了介绍，在已知矢量作用时间T1、T2的条件下，根据式3.31可计算三相桥臂开关管切换时间。表3.7给出了各个扇区上各桥臂开关管作用时间，通过查表法即可获取各开关管作用时间的值，本文根据表3.7设计了开关管切换时间计算仿真模型，如图3.16。

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

图3.16 开关管切换时间计算仿真模型

其中Tcm1、Tcm2、Tcm3分别表示a、b、c三相桥臂上开关管的作用时间，T表示SVPWM开关周期，N表示矢量所在扇区对应的数字标号，其对应关系参考表3.4，同一桥臂上下两只开关管不同时开通。

最后是产生SVPWM信号的模块，本文采用一个三角波发生器与Tcm1、Tcm2、Tcm3信号进行比较的方式输出PWM信号，三角波发生器的频率与SVPWM信号的开关频率一致，本文设置为10KHz。如图3.17所示，为SVPWM信号发生模块。

图3.17 SVPWM信号产生模块

综上所述，对整个控制模块进行整合，系统仿真模块如图3.17所示。系统主要由五个模块组成，分别是三相电输入源(Three-Phase Source)、三相输入侧电感/电阻/电容模块(Three-Phase Series RLC Branch)、三相电流电压检测(Three-Phase V-I Measurement)模块、三相六开关全桥整流器(Universal Bridge)、控制器与SVPWM产生模块(control&SVPWM)。三相输入源(Three-Phase Source)模块中的Phase-Phase

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

Voltage选项设置为380V，频率设置为50Hz，设置Three-Phase Series RLC Branch模块的输入电感为0.005H，设置电感等效电阻为0.008Ω；设置直流输出指令电压为600V，直流输出端电容为2200μF；再设置系统采样周期Ts=0.00005s，即采样频率为20KHz。

图3.18 三相APFC系统仿真模型

最后，对系统分别在稳态、突加负载、突减负载三种运行状态进行仿真分析。

3.4.2 仿真结果分析

1. 三相APFC系统稳态运行下的仿真分析

设置输出端负载电阻为70Ω，此时负载功率约为系统最大负载的51%，设系统允许的超调范围为±20%，系统在稳态运行时的仿真结果如图3.19所示。

图3.19 系统稳态运行下的仿真波形

由3.19分析可知，系统在0.04ms左右的位置达到稳定状态，在稳定之前出现了过调现象，过调电压约为700V左右，且输入电流过冲，在实际应用中，可在电源输入端加上压敏电阻与温敏电阻来抑制过冲。在系统进入稳定状态后，电流波形

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

基本为正弦波，且波形与输入电压保持跟随，电流波形与电压波形基本相位偏移，直流输出端电压为600V。

图3.20 三相APFC系统在稳态运行时的三相电流波形

三相APFC系统在稳态运行时的三相电流波形如图3.20所示，由图可知，三相电流之间的相位互差为120º，且波形基本上为标准的正弦波，说明系统达到设计的预期。

2. 三相APFC系统在突加负载运行时的仿真分析

当系统运行到稳定状态后，对系统负载进行调整来模拟系统的负载突变，本文首先设置负载的初始状态为70Ω，仿真时间为1s钟，在0.15s时改变负载电阻的大小，将负载电阻由70Ω突变为35Ω，仿真波形如图3.21所示。

图3.21 负载突加时系统仿真波形

由图可知，系统在0.15s位置突加负载时，直流输出电压被拉低，拉低范围约为75V左右，仍在20%范围内。负载突变时，电流与电压仍然保持跟随，相位无偏移，且电流波形基本无失真，保持正弦波输出，功率因数接近为1。幅值增大10倍左右，说明负载增加了1倍，与预期结果一致。直流输出波形在70ms左右恢复

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

到了600V且保持稳定，符合预期，说明PI双闭环控制系统效果很好。结果证明当负载出现突加的情况时，系统响应速度快，调节符合预期，抗干扰能力强。

3. 三相APFC系统在突减负载运行时的仿真分析

当系统运行到稳定状态后，对系统负载进行调整来模拟系统的负载突减，以此来检测三相APFC系统性能，验证本文三相APFC系统可行性。本文首先设置负载的初始状态为35Ω，仿真时间仍设置为1s，在0.15s时改变负载电阻的大小，将负载电阻由35Ω突变为70Ω，仿真波形如图3.22所示

图3.22 负载突减时系统仿真波形

由图3.22分析可知，系统初始状态发生了过调现象，经过100ms左右的调整，系统达到稳定状态。在0.15ms位置，系统负载发生突减，负载电阻由35Ω突变为70Ω，负载功率衰减为初始状态的50%，此时直流输出电压被拉高80V左右。同时，电流幅值发生衰减，约为突变前稳定状态的50%，电流相位未发生偏移，波形几乎为理想的正弦波，且负载突变过程中未出现失真，说明电流环PI调节性能较为理想，系统功率因数接近为1。同时在70ms左右的时间，直流输出电压恢复到600V左右，且稳定性非常理想，说明PI电压外环调节起到很好的效果。仿真结果证明当系统发生负载突减时，直流输出电压可以在极短的时间内恢复到正常状态，且系统对网侧输入电流的校正是可行的。

3.5 本章小结

本章主要对系统的控制策略与SVPWM算法进行了介绍，由于三相参量之间存在耦合的问题，无法对三相参量进行单独分析控制，故需要首先完成三相电压、

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

电流的解耦分离。三相参量的解耦算法依据CLARKE变换与PARK变换进行坐标变换，将abc坐标系下的电压、电流参量变换到dq坐标系下，使得三相时变信号转换成两相直流稳定信号，方便系统进行控制。在本章3.1节中，详细研究了三相参量的前馈解耦算法。接下来在3.2节中，对PI双闭环控制算法进行了介绍，首先简要介绍了PI控制器的原理，然后着重介绍了PI双闭环控制器结构与数学模型。在3.3节中，对本文的核心算法SVPWM算法进行介绍，首先介绍了SVPWM的原理，然后介绍了SVPWM的产生方法，并从理论上分析了三相APFC系统的可行性。在本章最后，为了进一步验证三相APFC的可行性，本文建立了基于MATLAB的仿真系统，对仿真系统的各个模块进行了介绍，最后分别对三相APFC系统在稳态运行情况与系统负载在发生突加与突减时，系统的运行情况进行了仿真分析。结果证明，三相APFC系统在稳态运行时，直流输出稳定，网侧输入电流波形基本上为理想的正弦波，且A相输入电流与A相输入电压始终保持跟随，相位几乎无偏差，说明功率因数接近为1。系统负载发生突变时，直流端输出电压突变在预期范围内，且能够快速回到稳定状态，网侧三相输入电流与网侧输入电压在负载突变过程中时钟保持跟随，其波形始终保持理想正弦波，说明系统PI双闭环控制效果理想，直流输出稳定性好，系统抗干扰能力强。

重庆邮电大学硕士学位论文第3章控制算法与仿真分析

重庆邮电大学硕士学位论文第4章三相APFC系统整体设计方案

第4章三相APFC系统整体设计方案

在上一章节中对三相APFC的系统进行了建模仿真，分析了SVPWM算法下的三相六开关Boost型电路的可行性。为了进一步验证系统在实际应用中的可行性，本文设计了相应的实验电路，从硬件电路与软件设计两个方面给出了详细的设计方案，设计了一款高功率带有三相APFC技术的样机，设计参数如下：

三相输入相电压：Uin=220V；直流端输出电压：Udc=600V；最大输出功率：Po=10KW；系统开关频率：f𝑇=10KHz；输入电压频率：fs=50Hz；功率因数：PF≥95%；效率：η≥90%

4.1 系统硬件总体框图设计

三相APFC主电路三相交流输入直流输出IPM-IGBT模块（含保护电路）交流电压、电流采样及调理直流电压采样及调理隔离电路6路PWM输出SVPWM调制ADC辅助电源DSP控制单元SCI通信上位机ADCI/OUref其他外设

图4.1 三相APFC系统总体框图

本论文主要目的是设计一款容量为10KW的三相APFC样机，输入电压为三线220V相电压，输出电压600V。对于系统而言，数字化的控制方法有多种选择，

重庆邮电大学硕士学位论文第4章三相APFC系统整体设计方案

其中FPGA的并行处理能力对于多路采样具有巨大的优势，可以大大提高采样的速率从而提高采样精度，但FPGA在浮点运算功能上相较于DSP并不具备优势，以型号为TMS320F28335的DSP芯片为例，这款芯片的浮点运算功能对于系统的算法运算具有很大的意义，同时其150MHz的主频及16路ADC采集通道，完全可以满足本系统的设计。当然，目前FPGA上已经可以嵌入诸如ARM硬核以及NIOS II的软核，同样可以具备强大的运算功能，但比直接采用DSP要复杂得多。综上所述，本课题直接采用基于DSP的数字化控制方式进行系统设计。

系统硬件总体结构框图如图4.1所示，系统主要由三相APFC主电路（由智能功率IPM模块提供）、DSP核心控制单元、驱动隔离电路，交流电压、电流采样及调理电路，直流电压采样及调理电路，辅助电源模块等几个部分组成：

1. 主电路采用三相六开关boost型电路，该拓扑电路具有三个桥臂，每个桥臂由上下2只开关进行控制，其具有输入电流的谐波失真小，功率因数可接近单位功率因数，且效率高，适用于大功率设备的应用的特点。

2. 交流电压、电流采样及调理电路负责采集网侧交流电压与电流信号，并将采集信号的幅度进行调整，使其满足AD采样输入范围。

3. 直流电压采样及调理电路用于采集直流输出端的直流输出电压，由于系统输出的直流电压比较高，需要进行分压后采集电压小信号，为了防止高压损坏DSP主控单元，还需要线性光耦元件将高压与低压进行隔离。

4. 驱动隔离电路具有两个作用，一个是为IPM提供驱动信号，另一个是将交流侧部分与DSP处理单元隔离开来，起到保护作用。

5. DSP芯片型号为TMS320F28335作为主控芯片，其主频150MHz，处理速度快，拥有32位的浮点运算功能，16路12位的ADC采样接口，18路PWM输出，具有处理速度快，外设资源丰富，计算能力强的特点。

6. 在控制算法上，采用SVPWM控制算法对全桥整流器上的六个开关管进行控制，使电流波形调整为正弦波。同时，采用双闭环PI调节算法实现电流的波形实时调节与输出电压稳定性控制。

重庆邮电大学硕士学位论文第4章三相APFC系统整体设计方案

4.2 主电路系统电路设计

4.2.1 网侧输入电感设计

电感作为三相APFC系统的重要元件，具有抑制和滤除网侧谐波成分的作用，设计电感的时候，应该综合考虑电感感量大小、输入电流大小、开关频率等参数的要求。既要避免感量过小或电流过大造成饱和、又要避免电感过大造成不必要的浪费。

为了避免电感出现饱和，需要计算最大电流，保证在电流最大的情况下，电感不会出现饱和：

IimaxPo

3Uimin(4.1)

其中，Iimax为流过电感的最大电流，Po为系统最大输出功率，Uimin为最小电压，η为系统效率。

计算在最小电压峰值点时最大占空度为：

DmaxUdc2Uimin

Udc(4.2)

Udc为直流输出电压。接下来需要计算纹波电流∆I：

I2Iimax

(4.3)

λ为电感电流的纹波系数，表示纹波电流与输入电流峰值之比，通常取λ=1.5~2。联立式4.1、4.2、4.3，三相输入电感的感量L为：

L2UiminDmax

I·fs(4.4)

设输入电压变化范围为±20%，输入相电压为220V，则Umin=220×0.8=176V。取η=90%，fs=10KHz，λ=0.2，可得到最小APFC电感为2.45mH。但通常电感大小的选取会略大于最小值，即L≥2.45mH；另外，电感也不可选择过大，电感过大容易造成体积过大和成本增加，同时也会使得电流跟踪电压速度减慢。综合考虑，选择电感大小为5mH。

重庆邮电大学硕士学位论文第4章三相APFC系统整体设计方案

4.2.2 直流侧输出电容设计

直流侧输出电容对于输出电压而言主要有两个作用：一是保持直流侧输出电压的稳定；另一个作用是滤除直流输出电压的纹波。影响直流输出电压稳定性的因素比较多，如负载突变引起的功率变化、电压环调节时间、整流器的惯性延迟时间等。为了保持直流输出电压的稳定，通常要求直流侧输出电容越大越好。而对于直流输出电压的纹波，通常频率较高，因此又要求直流侧输出电容应该适当小些。

假设在T0时刻，负载发生变化，此时引起的电压纹波幅值变化为∆𝑈𝑚𝑎𝑥，引起的负载功率的变化量最大为∆𝑃𝑚𝑎𝑥，若整流器最大惯性延迟为𝑇𝑚𝑎𝑥，则直流输出侧电容所需要提供的最大能量为

WPmaxTmax 2(4.6)

根据系统动态调整过程中的能力平衡，直流侧输出电容大小的选择，可以根据下式来计算：

CPmaxTmax

2UdcUmax(4.7)

若选取保持时间Δt=20ms，Tmax=∆t，∆U=20V，∆Pmax=1KW，代入Udc=600V，则由式4.7，得：C≥830μF。综合实际情况，采用800μF/450V电容两串三并，即1200μF/900V的电容作为直流侧输出电容。

4.2.3 功率管的选取

三相APFC系统中，设系统功率为𝜂=90%，则输入电流有效值为

IPo10KW16.84A，ka,b,c 3Uk32200.9(4.8)

𝐼表示各相电流有效值，则其峰值电流为Ip2I=23.82A，考虑到网侧输入电流含有谐波分量，留1.5倍余量，则功率管电流Iin应满足Iin≥35.73A。

另一方面，由于输出电压为600V，取1.5倍余量，即功率管能够承受的最大电压Um≥900V。

功率管控制电路的设计有两种方案，一种是采用分离元件搭建开关电路及其保护电路，一种是直接采用IPM模块实现。

重庆邮电大学硕士学位论文第4章三相APFC系统整体设计方案

采用分离元件搭建的开关电路，功率开关管使用IGBT(Insuylated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极性晶体管)，IGBT具有驱动功率小、饱和压降低的特点，适合高压变流系统的控制。由于IGBT控制电路不仅仅要实现网侧电流的开关控制，其驱动电路的保护电路也是整个系统中重要的一部分。保护电路的功能包括过流保护、过温保护、短路保护等。采用分离元件完成IGBT的驱动电路与保护电路设计，优点是成本低，元件可选择性大，缺点是元件较多，电路复杂。

智能功率模块（IPM）弥补了分离元件搭建APFC主电路的不足，具有以下特点：

1. 具备完整的全桥整流电路；

2. 内部自带驱动电路，因此无需考虑开关管的动作控制实现；

3. 内部包含过流保护、短路保护、过温保护、电源欠压保护电路，在发生过流、过热、短板、电源欠压等情况时，会自行发送报警信号并自动开启保护电路；

4. 模块基于软开关方案，减小了由于开关动作造成的谐波干扰，同时增加了使用时间。

综上所述，本系统IPM模块采用富士公司型号为7MBP50VDA120-50的模块进行设计，其额定输入电流50A，额定电压1200V，满足系统设计要求。

4.2.4 光耦隔离驱动电路

IPM模块7MBP50VDA120-50内部对隔离光耦的要求条件： 1. CMH=CML>15KV/μs； 2. TPHL=TPHL<0.8μs； 3. TPLH-TPHL=-0.4～0.9μs； 4. CTR>15%；

采用TLP79满足上述指标要求，其驱动电路如图4.2所示。

重庆邮电大学硕士学位论文第4章三相APFC系统整体设计方案

图4.2 光耦隔离驱动电路

IPM模块有6路IGBT功率开关，需要六路控制电路，此处只给出了IPM模块中其中一路IGBT的控制电路。输入信号PWM_in为DSP经过SVPWM算法计算后输出的PWM信号，幅值为3.3V，需要经过隔离光耦TLP759转换为15V输出给IPM模块，实现对IPM中的IGBT控制，R2对输出信号PWM_out上拉。

4.2.5 信号检测与调理电路设计

1. 交流信号采样及调理电路设计

由于本系统需要对交流电压、电流和直流电压进行采样，常见的采样方案是霍尔电压/电流传感器，互感器，电阻分压采样法。霍尔电流/电压传感器具有采样精度高，应用范围广，对无论是交流还是直流的电压/电流均可使用，且可测信号的频率范围广的特点。互感器是常用的交流电压/电流检测方法，不能用于直流信号检测，且可检测信号的频率范围小，常用于工频信号的检测。相对于霍尔电压传感器，互感器价格实惠，精度高，如果只是对于工频信号进行采样，互感器具有采样精度高、成本低的特点，性比价更高。

图4.3 交流信号采样及调理电路

重庆邮电大学硕士学位论文第4章三相APFC系统整体设计方案

本论文中，交流电压采样采用电压互感器进行采样，采样所得信号为-3.3V~3.3V的交流信号，该信号还不能直接送至DSP进行采样，需要先将信号调整至0~3V范围。采样所得交流信号𝑉𝑎信号经过R1与C1组成的低通滤波器后，再经过前级运放进行处理，若R1=R2、R3=R4，则前级运放放大倍数为R4/R2，然后利用3.3V电压上拉，则可使-3.3V～3.3V信号转化成为0～3.3V，然后通过限幅保护电路处理后送至DSP的AD引脚。

交流侧电流采样及调理电路与交流电压采样是一致的，区别在于采集电流使用电流互感器。

2. 直流信号采样及调理电路

在本设计中，直流信号的采样采用电阻分压采样法，直流端的电压输出为600V，为了防止高压输出电压对DSP等电路的损坏，必须对高压输出信号进行隔离，本文采用光耦隔离技术，辅助以调理电路对直流信号进行采样。光耦隔离芯片采用Agilent公司生产的光电隔离运放芯片HCPL7840，它的输入阻抗高，输入侧、输出侧采用两路5V隔离电源对电路进行驱动，最大输入电压320mV，输出信号为差分输出信号，其内部电路对信号具有线性放大作用，能对0mV到320mV的电压信号不失真地隔离放大。

隔离采样调理电路的基本工作原理：直流电压利用电阻进行分压后进行简单的滤波，然后送入HCPL784的输入端，HCPL7840隔离放大器对采样信号进行放大后，输出差分信号，其放大倍数为8倍。比例运放LM258DR再将差分信号进行调理至0～3V后经过限幅保护电路接至DSP的AD采样引脚上，限幅保护电路的二极管采用84C3V3，其在电压大于3.3V的情况下启动保护，将电压稳定在3.3V，防止输入电压过大损坏DSP。在后级运放中，R2=R3、R4=R5则后级放大倍数为R4/R2。

重庆邮电大学硕士学位论文第4章三相APFC系统整体设计方案

图4.4 直流信号采样及调理电路

4.2.6 过零检测电路设计

图4.5 过零检测电路

过零检测电路是用来检测A相电压过零点的位置，用以同步电流信号。如图4.5是过零检测电路，该电路由信号放大电路，过零比较器，幅值变换电路组成。

输入信号可直接从互感器二次边取得，互感器的作用类似与同步变压器，可将网侧输入电压幅值转换为电压交流信号，同时相位不发生变化。LM258DR运放用于将输入的交流信号幅值放大10倍，由于交流信号的频率与相位是不发生改变的，放大后的交流信号上升沿将会变得更加陡峭。信号放大10倍后的信号幅度峰值可能会超过运放供电电压值而被削波，不过这并不影响过零检测的效果。上升沿被拉升后的波形经过过零比较器后，能得到双极性的方波信号，R6将信号上拉，从而将双极性的方波信号转换为+15V的单极性方波信号。此时信号由于幅值太高，还不能直接输出给DSP进行上升沿捕捉，采用一个三极管电路组成的幅值变换电路将+15V的方波信号转化为+3.3V的单极性方波信号。此时信号满足DSP对输入信号的要求，可送入CAP单元接口进行边沿检测以捕捉零点位置。

重庆邮电大学硕士学位论文第4章三相APFC系统整体设计方案

4.2.7 辅助电源电路设计

辅助电源为系统中各模块提供工作电压，辅助电源的稳定对于系统正常运行有重要意义。本系统中分别需要±15V，5V，3.3V，1.8V的工作电压。其中IPM模块的正常工作电压为15V，信号采样调理电路的正常工作电压为±15V，3.3V主要为DSP外设工作电压，1.8V为DSP内核工作电压。

图4.6 IPM隔离电源电路设计

IPM模块的驱动电压为15V，其要求驱动电源具有较高的精度和较低的纹噪比，故选择单独电源进行供电。采用金升阳的AC/DC模块LS05-15B15SS进行供电，单路输出15V，纹波噪声50mVp-p，符合IPM模块对驱动电源的要求。IPM模块要求采用4路隔离电源实现对6个IGBT的驱动以及为整个驱动隔离保护电路提供工作电压，如图4.6所示，为其中一路IPM隔离电源电路设计，其余三路设计均与图4.6所示电路一致。

图4.7 ±15V电源电路设计

采样及调理电路的工作电压为±15V，采用MINMAX的双电源输出AC/DC模块，型号为AHF-10D15，其功率10W，±15V输出，其电路设计如图4.7所示。

重庆邮电大学硕士学位论文第4章三相APFC系统整体设计方案

图4.8 +5V供电电路设计

+5V供电电路如图4.8所示，该电路采用常用的MC7805BT芯片将+15V转+5V进行输出，MC7805BT前后采用多个电容进行耦合，起到滤波和稳定电压的作用。

对于DSP芯片，需要提供3.3V和1.8V的供电电压，本论文直接采用南京研旭公司生产的YXDSP-F28335核心板，核心板上集成了TI公司DSP芯片TMS320F28335、SRAM与FLASH存储器、JTAG下载口以及DSP电源专用芯片TPS767D301。TPS767D301输入电压为5V，两路输出电压分别为3.3V和1.8V，为DSP芯片和设计供电，故本文不需要额外设计DSP供电电路，只需要为DSP核心板提供5V输入电压即可。

4.3 三相APFC系统的软件设计

本文在第一章节中对功率因数校正领域的数字化控制发展现状进行了简要介绍，基于DSP的APFC数字化控制是未来的发展方向，随着DSP的发展，其成本变得愈来愈低、功能愈来愈强。本文采用DSP作为APFC的核心控制单元实现对全桥整流器的控制，具有以下几个特点：

1. 采用软件算法实现数字化控制，相对于模拟控制，控制的灵活性更高； 2. 采用数字化控制，大大减少了元器件的数量，且模拟信号转换为数字信号进行控制，信号受到的干扰减少，稳定性更高；

3. DSP可将关键信号存储在存储器中，可随时通过DSP的调试模式调出关键信号进行检查，所以故障更容易分析；

4. 由于采用软件程序进行控制，算法部分的参数设定更为简单。

本文采用TI公司型号为TMS320F28335（简称F28335）的DSP芯片作为系统主控芯片，F28335芯片采用176脚LQFP四边形封装，主频150MHz，指令周

重庆邮电大学硕士学位论文第4章三相APFC系统整体设计方案

期6.67ns。F28335采用哈佛流水线结构，具备单精度浮点运算单元（FPU），采用统一的内存管理模式，可实现复杂的数算。

从总体结构上来说，三相APFC系统的软件设计主要包括主程序设计和中断服务子程序设计两个部分。主程序主要进行系统初始化，EPWM、eCAP、ADC外设的初始化配置和中断向量初始化与中断开启等功能。中断服务子程序是指T1下溢中断，主要完成ADC模拟量采集，eCAP过零点捕获，正余弦计算、电压、电流由abc/dq坐标变换，电流内环PI调节与电压外环PI调节，基于SVPWM算法的空间矢量计算以及PWM全比较单元寄存器值的更新等功能。

4.3.1 主程序设计

主程序流程图如图4.9所示。主程序主要实现系统初始化，EPWM、eCAP、ADC外设初始和中断向量初始化与中断开启等功能。系统的初始化功能包括PLL、watchdog、外设时钟初始化等。GPIO初始化主要包括六路PWM输出端口、ADC模拟量采集端口和eCAP端口以及其他I/O端口的初始化。外设初始化包含ePWM脉宽调制波形输出、ADC模拟量采样、eCAP过零捕获等外设的功能配置以及初始化PWM波的配置。最后，需要开启全局中断功能，并循环等待TI定时器中断的到来。

重庆邮电大学硕士学位论文第4章三相APFC系统整体设计方案

主程序入口初始化：PLL、WD、ClockGPIO初始化中断向量表初始化外设初始化：ePWM、eCAP、ADC系统中断开启等待中断处理

图4.9 系统主程序流程图

4.3.2 子程序设计

1. T1中断服务子程序

DSP28335有三个定时器可用，分别为Timer0、Timer1、Timer2，三者的中断信号分别为TINT0、TINT1、TINT2，对应的中断向量为INT1、INT13、INT14。本文使用Timer1作为系统中断定时器。

T1下溢中断子程序的程序设计流程如图4.10所示。在程序进入定时器的下溢中断子程序后，首先需要通过ADC模拟量采集功能获取并计算网侧交流电压、网侧交流电流、直流侧输出电压等参数。接下来需要进行A相过零检测，用以确保PWM信号与电网电压同步。接下来需要根据查表法计算正余弦，用以进行电压、电流参数的abc/dq变换，在上个章节中介绍过，电压环和电路环控制需要使用变换后的dq参量进行双闭环算法计算和控制，而SVPWM产生需要使用αβ坐标系下的参量。因此在中断程序中还需要进行dq/αβ坐标系变换，通过SVPWM算法计算出每个开关管的作用时间后，更新PWM全比较单元寄存器的值，输出PWM

重庆邮电大学硕士学位论文第4章三相APFC系统整体设计方案

信号，完成该周期的中断服务子程序。

开始保护现场，清中断标志ADC采样a相过零检测查表计算正余弦电压、电流abc/dq坐标变换PI调节，获取指令电压UrefSVPWM计算，输出PWM信号恢复现场结束

图4.10 T1中断服务子程序流程图

2. ADC采样子程序

DSP28335含有16路专用的12位ADC采样通道，模拟信号输入电压的范围为0-3V，ADC外设时钟25MHz，最高转换速率为12.5MSPS，其自动定序功能可提供16次“自动转换”，用户可选择其中任何一个通道输出转换结果。通过设置可选择2个的8态序列发生器或者通过级联方式选择一路16态的序列发生器，在采样信号通道要求较多时，根据系统需求灵活运用。本论文中需要使用5路采样通道，需要分别采集2路交流电压，2路交流电流，1路直流电压信号，考虑到ADC采集对整个三相APFC系统来说至关重要，本文考虑采用数字滤波的方式提高采样精度，如图4.11所示，这是一个ADC数字滤波算法示意图，该算法中定义了一个FIFO，每路模拟信号采集5次，并存放在FIFO中，将采集的5个数据从小到大排序，排序完成之后，去掉1个最大值和1个最小值，保留中间3个数，对

重庆邮电大学硕士学位论文第4章三相APFC系统整体设计方案

中间3个数求均值，将该值作为本次采样的结果。

5个数FIFO大1排序3小1平均值

图4.11 ADC数字滤波设计

ADC采样模块配置步骤：

(1) 配置ADC外设时钟。ADC外设时钟实际是由系统外部高速时钟HSPCLK经过变换后所得，由ADCTRL3寄存器中的ADCCLKPS[3:0]与ADCTRL1寄存器中的位CPS两个寄存器进行控制，本文配置ADC外设时钟为25MHz。

(2) 配置采样频率。ADC采样频率由ADC时钟和ADCTRL1寄存器的ACQ_PS[11:8]位决定，本文设置采样频率为12.5MHz。

(3) 配置ADC采样模式。ADC采样有两种模式，分别为顺序采样和同时采样，这两种采样模式都可以工作在级联模式与双通道模式下，故ADC工作模式一共有4中，分别为双通道顺序采样、双通道同步采样、级联顺序采样模式、级联同步采样模式。本文设置ADC工作在级联顺序采样模式下，需要分别配置SEQ_CASC寄存器为1，配置SMODE_SEL为0。

(4) 配置采样通道数量寄存器ADCMAXCONV=5，将采样通道数量设置为5个采样通道，同时配置各个使用到的通道。

(5) 配置序列发生器的连续自动序列化模式。每完成一个通道的转换，SEQCNTR 位减1，当SEQCNTR 位减至 0时，表示一个序列的转换结束，ADC自动进入下一轮转换。

由于ADC采样精度在系统调节中起着非常重要的作用，在完成ADC采样模块的软硬件设计后，对ADC采样精度与稳定性进行了测试，ADC精度测试结果表4.1所示，为ADC模块的采样精度测试。从测试结果分析可看出，总体来说，ADC采样精度较高，在输入电压为0的位置采样误差稍大些，这是由于硬件电路

重庆邮电大学硕士学位论文第4章三相APFC系统整体设计方案

在零点位置受到干扰引起的，同时可以注意到，即使在零点位置，ADC采样误差也很小，只有8mV左右的误差，符合设计要求。

表4.1 ADC采样精度测试

输入电压 ADC采样电压输入电压 ADC采样电压

0 0.008 1.8 1.799

0.3 0.297 2.1 2.1

0.6 0.598 2.4 2.401

0.9 0.8 2.7 2.702

1.2 1.199 3 2.999

1.5 1.498

表4.2是对ADC采样稳定性的测试结果，本次测试对0点和3V位置分别进行了1000次采样，对偏差超过2%的次数进行统计，结果发现，ADC采样的稳定性符合预期，在1000次采样过程中没有采样值偏差超过2%的情况出现。

表4.2 ADC稳定性测试

输入 0V 2.5V

万用表值 8.12mV 2.499V

AD采样结果 8.4mV±0.1mV 2500mV±10mV

采样总次数 1000 1000

偏差超过偏差超过2%的次数 2%的比例

0 0

3. 正余弦计算

DSP28335支持浮点运算，但即使该芯片具备浮点运算功能，由于sin函数与cos函数本身运算效率低，进行正余弦运算消耗的时间资源还是太高，采用查表法进行正余弦计算可以提高运算速度。本文设计了一张正余弦表格，采用两个数组的形式分别存放正余弦值，每张表格将720º分为1000份，采用Q15方式存放，-1用-32767表示，+1用32767表示。 4. 过零捕获中断子程序设计

过零捕获采用DSP28335的eCAP外设功能，可通过过零点捕获功能获取A相电压过零点位置，当A相电压过零点时，通过过零检测电路的调理，将发送给DSP端口一个电平跳变信号，eCAP可通过捕获该电平跳变产生中断，本论文设置eCAP外设为上升沿跳变触发中断，当捕获到上升沿信号时，即可认为是一个周期的开始。

重庆邮电大学硕士学位论文第4章三相APFC系统整体设计方案

当程序进入中断后，需要将电网电压矢量复位，以确保电网电压与PWM开关控制信号同步，同时计算电网电压周期。其程序设计流程如图4.12所示。

开始保护现场清中断标志确定电网电压周期恢复现场结束

图4.12 过零捕获中断子程序设计

4.3.3 双闭环PI控制算法程序设计

在上一个章节中对双闭环PI控制算法进行了介绍，并对电流控制器进行了介绍，考虑到在三相平衡系统中，经过dq坐标系变换后的网侧电压无功分量𝑈𝑑=0，𝑈𝑞=√2⁄3𝑈𝑚，联立3.9、3.11可表达为：

*KiiUKipidLiqdsKii*2*UKiiLiUm qdipqqs3*K*iqKupuiUdcUdcs将4.9用C语言进行表达，如下： I_q_r = PID_Calc(pid1, Vdc, Uref); U_d_r = -PID_Calc(pid2, I_d, 0) + w*L*I_q;

U_q_r= - PID_Calc(pid2, I_q, I_q_r) - w*L*I_d + _IQsqrt(1.5) * Um;

(4.9)

重庆邮电大学硕士学位论文第4章三相APFC系统整体设计方案

可见，还需要设计PI调节器子程序，在本文3.2节中对PI控制器进行了介绍，由式3.12，可知

ukKpekek1Kiek

(4.10)

式中Δu(k)表示第k个采样周期的增量，由此可得PI调节器输出的调整量为：

ukuk1Δuk

(4.11)

u(k-1)表示上一个采样周期下的系统调整量。根据该式4.11可求得本次系统调整量，考虑到超调对于系统损害极大，会造成系统偏差的积分累计，从而造成系统不稳定甚至引起系统震荡等问题。本文的PI调节算法设计了系统调整量阈值，当系统调整量大于调整量最大值时，将系统调整量强制置为最大值，从而防止系统超调。当系统调整量小于调整量最大值时，则不对调整量进行修改。

如图4.13所示为PID控制器软件设计流程图：

开始计算偏差e(k)=r(k)-c(k)|e(k)|>eM？Y|e(k)|=eMNYΔu=e(k)-e(k-1)|e(k)|>e0？N计算控制量u(k)Δu=0U(k-1)=u(k),e(k-1)=e(k),e(k-2)=e(k-1)结束图4. 13 PI控制器子程序流程图

重庆邮电大学硕士学位论文第4章三相APFC系统整体设计方案

4..3.4 SVPWM算法程序设计

DSP28335上有6个增强型的PWM模块，称为ePWM（enhanced Pulse Width Modulator），6个ePWM分别为ePWM1~ePWM6。其中每个ePWM模块都是由两个PWM输出通道组成，即ePWMxA和ePWMxB，即DSP28335上一共有12路增强型PWM输出通道。本文使用其中三个ePWM模块，共6个PWM通道，用以控制三相全桥整流器的6个开关管。

ePWM的设置是对于系统而言至关重要，本文需要使用ePWM模块中的计数比较器CMPA和计数比较器CMPB，通过设置触发时刻和触发信号的占空比来控制开关管作用时间，使用周期寄存器TBPRD寄存器设置PWM输出信号的开关频率，使用比较控制寄存器CNPCTL设置CMPA、CMPB的重装载模式。另外，DSP28335的ePWM模块还拥有死区控制功能，通过DB（Dead-Band）死区控制模块配置死区单元，DSP28335死区单元具有易于配置、操作简单的特点。每一路ePWMxA与ePWMxB信号经过死区控制单元后，可输出带有死区匹配信号的ePWMxA与ePWMxB信号，可有效防止同一桥臂的上下两个开关管出现直通现象，保证系统安全；其次，通过死区控制单元上升沿延迟计数寄存器DBRED（Dead-Band Rising Edge Delay）与死区控制单元下降沿延迟计数寄存器DBFED（Dead-Band Failing Edge Delay）可以设置通过死区单元的ePWMxA与ePWMxB信号的上升沿与下降沿时间，使信号上升沿与下降沿延时不相等，防止信号在进行边沿跳变的过程中，开关管出现短路直通。

图4.14为SVPWM算法子程序流程图，其中ePWM配置程序在主程序初始化中完成，SVPWM算法子程序在T1下溢中断子程序中运行，系统触发定时器T1中断，程序进入中断中运行，设置中断周期为100μs，在中断服务子程序中完成网侧电压电流检测、直流端输出电压检测、A相过零检测、正余弦计算、以及PI双闭环控制。其中ADC采样信号进行转换计算后进行前馈解耦，解耦信号一方面用于PI双闭环控制，一方面用于SVPWM信号产生，同时正余弦计算对于SVPWM产生至关重要。解决了三相信号的前馈解耦及正余弦的计算，接下来才能根据图4.14的SVPWM流程图产生SVPWM信号，首先进行矢量电压扇区判断，根据扇区判断电压矢量的作用时间T1、T2，确定时间后还需要进行饱和运算，即当T1、T2

重庆邮电大学硕士学位论文第4章三相APFC系统整体设计方案

之和大于100μs时，需要根据算法约束T1、T2，最后根据矢量作用时间T1、T2计算开关管的作用时间Ta、Tb、Tc，根据Ta、Tb、Tc修改ePWM的计数比较器CMPxA与CMPxB的值，输出SVPWM信号进行开关管控制，由于同一桥臂上下开关管的开关状态刚好互补，故只需要修改三路ePWM模块的计数比较器值即可。

开始进行abc/αβ 坐标变换，计算αβ 直流分量Uα*与Uβ*计算扇区位置计算矢量作用时间T1，T2T1+T2>Ts？NYT1=T1·Ts / (T1+T2)T2=T2·Ts / (T1+T2)T0=T7=Ts-(T1+T2) / 2通过T1，T2计算开关管作用时间Tcm1，Tcm2，Tcm3更新ePWM计数比较寄存器，生成SVPWM信号结束图4.14 SVPWM算法子程序流程图

4.4 实验结果验证与分析

在上一个章节详细介绍了系统软、硬件设计，为了验证系统的可行性，本文对样机的运行结果进行了记录与分析，三相APFC系统样机如图4.15所示。

测试工具主要包含固伟生产的GDS1102数字示波器一台，美瑞克公司伦

重庆邮电大学硕士学位论文第4章三相APFC系统整体设计方案

公司生产的RK9800N数字功率计一台，胜利仪器生产的VC0C+万用表一台，负载电阻若干，其中RK9800N数字功率计拥有功率因数检测功能。

图4.15 三相APFC系统实验样机

图4.16 A相电压与A相电流波形

图4.16为A相电压与A相电流波形，通过分析，可以看出电流波形时钟跟随电压波形，相位基本无偏差，且电流波形为正弦波，无谐波干扰，说明功率因数校

重庆邮电大学硕士学位论文第4章三相APFC系统整体设计方案

正效果较好，系统抗谐波能力较强。

图4.17 直流端输出电压波形

图4.17为直流输出电压波形，从图中可以看出直流输出电压为600V，在系统开启瞬间，系统出现较小的过调，但经过约100ms左右的时间，系统基本处于稳定状态，且能够一直保持稳定，说明系统稳定性较好。

图4.18 功率因数检测结果

如图4.18所示，该仪器为美瑞克公司生产的RK9800N数字功率计，该仪器可现实输入电压、输入电流、功率及功率因数等参数的检测。图中仪器上参数D为

重庆邮电大学硕士学位论文第4章三相APFC系统整体设计方案

功率因数，当前仪器所示功率因数为0.99，接近单位功率因数，符合设计要求。

为了进一步验证实验样机功率功率因数校正的效果，同时展示改进后的SVPWM算法相对于传统SVPWM算法在抑制开关损耗的方面的提升效果，本文从基于传统的SVPWM算法与基于改进后的SVPWM算法两个方面分别测试了在1kw、3kw、5kw、7kw、10kw输出功率下，A、B、C相的功率因数及样机效率，如表4.3所示。

表4.3 三相APFC样机在不同输出功率下的实验数据传统SVPWM算法输出功率 1kw A相 PF B相 C相效率(%) 0.982 0.983 0.983 93.13 4kw 0.9 0.990 0.990 93.68 6kw 0.991 0.992 0.992 94.51 10kw 0.995 0.996 0.997 95.45 1kw 0.990 0.991 0.991 93.72 改进SVPWM算法 4kw 0.993 0.994 0.995 94.47 6kw 0.995 0.996 0.996 94.92 10kw 0.997 0.998 0.998 95.96 由表4.3可知，使用改进后的SVPWM算法，在功率因数与效率方面有所提升，说明改进后的SVPWM算法在控制开关损耗方面有明显效果。另外，从表中也可以看出，随着输出功率的增加，各相的功率因数PF也随之提升，且功率因数始终大于0.99，同时，系统效率也始终在90%以上，总体来说，符合预计的设计要求和性能指标，证明了样机可行性。

4.5 本章小结

在上一个章节中，主要对三相APFC系统进行了建模与仿真分析，验证了SVPWM算法控制三相六开关型全桥整流器的可行性。为了进一步在试样样机上对三相APFC技术进行可行性验证，在本章节中，给出了三相APFC系统的硬件设计。首先在本章开始对系统试验样机的设计参数进行了说明，接下来在4.1节中，对系统总体设计框图设计进行了简要的介绍。在4.2节中，根据总体框架，以主电路系统为控制对象，给出了网侧电感和直流端输出电容的参数计算分析方法和计

重庆邮电大学硕士学位论文第4章三相APFC系统整体设计方案

算结论，并通过计算分析了功率模块的选型要求，同时给出了选型方案。接下来以DSP的外围电路为参考对象，以DSP芯片对输入信号的电气规范要求为参考依据，给出了光耦隔离驱动电路，交、直流信号采样及调理电路，过零检测电路的设计方案，以及通过分析整个系统对电源的要求给出了各个模块电源详细的设计方案，至此，完成了对系统硬件电路设计的介绍。在4.3节中，介绍了三相APFC系统的软件设计，首先从数字化控制技术着手，简要介绍了基于DSP数字化控制技术的特点，然后对本系统使用的核心控制芯片TMS320F28335的特点进行了简要介绍。在4.3节中，首先对系统主程序设计进行了介绍，系统主程序主要包括PLL、watchdog、外设时钟、EPWM、eCAP、ADC等初始化工作以及中断向量的初始化和中断开启等工作。接下对软件设计部分主要的子程序设计进行了介绍，包括T1中断服务子程序、ADC采样子程序、正余弦计算、过零捕获中断子程序设计等几个部分进行了介绍。双闭环PI控制算法与SVPWM算法属于本系统的核心内容，对本系统的正常运行起着至关重要的作用，本章在4.4中与4.5节中对其进行了着重介绍。双闭环PI控制子程序分为两个部分，分别为PI双闭环控制算法的C语言程序化实现和PI控制器子程序设计。

重庆邮电大学硕士学位论文参考文献

第5章结论与展望

5.1 总结

在三相APFC系统中，主电路拓扑选择众多，各种电路拓扑都有其特点，本文选择三相六开关Boost型拓扑结构作为系统主电路，三相六开关主电路输入电流的THD小，功率因数为1，输出直流低，效率高，能实现功率的双向传递，适用于大功率应用。三相电压电流参量之间相互耦合，且三相静止坐标系下的参量都是时变物理量，非常不利于控制。通过把三相静止坐标系(α，β)转换成两相旋转(d、q)坐标系，可以将时变的交流参量关系式转换成用直流量表示电压、电流关系式，可以使得各个控制量分别得到控制，从而简化了控制系统设计。在此基础上，设计了PI双闭环控制算法，内环为输入电流反馈控制环，其快速响应特性有助于实现电流实时跟随电压的目的。外环为电压控制环节，有助于提高输出电压的稳定性和抗干扰能力。SVPWM算法是目前较为新颖的一种控制算法，其特点是动态响应特性好、输出电流谐波小、电压利用率高且功率因数接近单位功率因数，本文对SVPWM算法原理进行了介绍，研究了其产生方法，将其应用到三相APFC中，实现对全桥整流器六个开关管的开关控制。论文从原理分析，理论计算，建模仿真，软、硬件模块设计，样机测试进行逐步介绍，研究成果如下：

1. 通过查阅文献，对本课题的研究背景与意义进行了分析研究。然后进一步对当前功率因数校正的发展现状与数字化控制技术的发展现状进行了研究，对基于DSP的APFC技术、基于FPGA的APFC技术以及基于多核芯片的APFC技术进行了分析对比。

2. 对系统主电路拓扑结构进行了分析，从结构、特点、用途等方面研究了单相APFC组合成三相的APFC电路、三相单开关APFC电路、三相双开关APFC电路、三相三开关APFC电路、三相四开关APFC电路、三相六开关APFC电路的进行了对比，根据本课题应用需求，选择了三相六开关拓扑结构作为系统主电路。

3. 建立了三相六开关主电路的数学模型，研究了其前馈解耦算法，详细推导了三相静止坐标系与两相旋转坐标系的转换方法。在此基础上，设计基于双闭环PI控制算法，并建立了算法控制模型。同时，对空间矢量脉宽调制算法进行了详细介

重庆邮电大学硕士学位论文参考文献

绍，通过SVPWM算法的工作原理与产生方法两个方面对其进行介绍，并提出了一种SVPWM的改进方法，进一步减小了系统的开关损耗，提高了谐波抑制能力。然后针对SVPWM算法建立了MATLAB系统仿真模型，针对仿真模型各个模块进行了介绍，包括扇区计算模块、矢量作用时间作用模块、各桥臂开关管切换时间计算模块、PWM波形产生模块、PI双环控制模块、系统主电路模块等部分。

4. 对系统硬件参数与电路进行了计算和设计，包括主电路电感、电容参数的选择、功率管的选取、光耦隔离电路、交流电压、电流采样及调理电路，直流电压采样及调理电路，辅助电源模块等几个部分。同时对基于DSP核心控制芯片TMS320F28335的软件控制的进行了程序设计，主要包括系统主程序、T1下溢中断子程序、ADC模拟量采样程序、eCAP过零点中断捕获程序、PI双闭环控制算法程序、SVPWM程序等部分的程序设计。

5. 设计了一套10KW的三相有源功率因数校正器样机，并对样机进行了测试，结果证明了三相APFC系统的可行性。

5.2 展望

本文设计经过最终测试显示达到预期目标，系统在经过理论分析，算法调整，技术改进，使样机达到单位功率因数。但是在整个课题研究过程中，受到时间和实验条件等一些因数的影响，还有一些问题无法进行更深入的研究，因此本课题后期还有以下几个方面值得进行进一步的改进：

1. MATLAB/Simulink仿真过程中发现仿真结果还未到理想的状态，在上电开启及负载突变的过程中还存在较高的过冲，还可以通过调整PI控制器的比例系数与积分系数进一步提高系统调整的稳定性及反应速度，使得系统仿真达到最理想的状态。

2. 整个系统辅助电源的供电从三相输入端的A相采集电压，在经过AD/DC模块转换成直流电压给各个模块进行供电。这样造成的问题是，由于输入整流器的电压与系统的控制部分的电压是同步输入，存在系统控制部分供电尚未稳定，还无法对开关管进行控制，网侧整流器的电压就已经提前输入，造成整流器直通，故还需要在网侧输入端设计一个缓启动模块，提高三相APFC系统的可靠性。

3. 受时间，无法对三相六开关电路拓扑之外的其他拓扑进行实验研究，

重庆邮电大学硕士学位论文参考文献

也无法对空间矢量脉宽调制算法之外的其他算法进行试验研究。在后期的进一步研究中，可通过更多的

实验研究掌握更多的数据，从而进一步改善系统控制策略。

重庆邮电大学硕士学位论文参考文献

参考文献

[1] 叶知秋, 王卫龙, 马睿. 开关电源技术发展之浅见[J]. 电子制作, 2014(6x):267-

267.

[2] 赵海燕. 浅谈电力系统谐波[J]. 科技与企业, 2012(10):132-132.

[3] 郭汉桥, 罗乾超, 褚丽丽. 电力系统中谐波的产生、危害及综合治理[J]. 电气开

关, 2008, 46(2):55-57.

[4] 程飞, 夏永平. 浅析谐波治理对提升供电质量效果[J]. 城市建设理论研究:电子

版, 2016(14).

[5] 黄翌阳. 基于有源滤波器的单相高功率因数校正器[D]. 上海: 上海交通大学,

2014.

[6] Su W, Ming H. Research and simulation of active power factor correction[C]// Asia-Pacific

Power and Energy Engineering Conference. IEEE Computer Society, 2011:1-3.

[7] Mallik A, Faulkner B, Khaligh A. Control of a single-stage three-phase boost power factor

correction rectifier[C]// IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition. IEEE, 2016:54-59.

[8] Balestero J P R, Tofoli F L, Fernandes R C, et al. Power Factor Correction Boost Converter

Based on the Three-State Switching Cell[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2012, 59(3):1565-1577.

[9] 杨波. DSP技术的发展及应用[J]. 城市建设理论研究:电子版, 2014(13). [10] 许鑫. 基于数字单周期控制的功率因数校正系统设计与实现[D]. 武汉: 武汉理

工大学, 2014.

[11] 李勇. 基于DSP的三相PFC电路研究[D]. 西安: 西安科技大学, 2014. [12] 王跃林. 基于DSP的全数字通信高频开关电源的研究与设计[D]. 长沙: 中南

大学, 2008.

[13] 张小新, 魏厚龙. FPGA技术及其开发方式概述[J]. 山西电子技术, 2008(5):86-

87.

[14] Tole Sutikno, Wong Jenn Hwa, Auzani Jidin, et al. A Simple Approach of Space-

vector Pulse Width Modulation Realization Based on Field Programmable Gate Array[J]. Electric Power Components & Systems, 2010, 38(14):1546-1557.

重庆邮电大学硕士学位论文参考文献

[15] Renukadevi G, Rajambal K. Field programmable gate array implementation of

space-vector pulse-width modulation technique for five-phase voltage source inverter[J]. Iet Power Electronics, 2013, 7(7):376-3.

[16] Restrepo J, Viola J, Quizhpi F. Simplified FPGA implementation of the generalized

space vector pulse width modulation (GSVPWM) for three wire three-phase inverters[C]// Power Engineering Conference. IEEE, 2014:1-6.

[17] Tzou Y Y, Hsu H J. FPGA realization of space-vector PWM control IC for three-

phase PWM inverters[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 1997, 12(6):953-963.

[18] 方义, 武圣山, 颜呈荣. 嵌入式应用系统的数字化控制技术的研究[J]. 农业网

络信息, 2008(11):51-55. [20]

[19] 丽娜. 数字信号处理器分析与实现探讨[J]. 计算机光盘软件与应用,

2013(17):104-104.

[20] 王盼宝. 基于双核控制器的单相光伏并网逆变器研究[D]. 哈尔滨: 哈尔滨工业

大学, 2011.

[21] 杨瑞敏. 基于数字控制的有源功率因数校正的研究[D]. 西安: 西安理工大学,

2010.

[22] Wang J, Yin H, Zhang J, et al. Study on Power Decoupling Control of Three Phase

Voltage Source PWM Rectifiers[C]// Power Electronics and Motion Control Conference, 2006. Ipemc 2006. Ces/ieee, International. IEEE, 2006:1-5.

[23] Pongiannan R K, Paramasivam S, Yadaiah N. Dynamically Reconfigurable PWM

Controller for Three-Phase Voltage-Source Inverters[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2011, 26(6):1790-1799.

[24] Bouzidi M, Benaissa A, Barkat S. Hybrid direct power/current control using

feedback linearization of three-level four-leg voltage source shunt active power filter[J]. International Journal of Electrical Power & Energy Systems, 2014, 61:629-6.

[25] Fang Y, Qiu X, Xing Y, et al. Research on Three-Phase High Power Factor

Correction Based on Predictive Current Controller[J]. Proceedings of the Csee, 2006, 26(20):1362-1365.

[26] 彭湃, 高海生. 数字控制有源功率因数校正技术的应用研究[J]. 大众科技,

2012, 14(2):37-39.

重庆邮电大学硕士学位论文参考文献

[27] 傅晓帆. 单相Boost型功率因数校正技术的研究[D]. 贵州: 贵州大学, 2006. [28] 屈莉莉, 张波. PWM整流器控制技术的发展[J]. 电气应用, 2007, 26(2):6-11. [29] Mather B A, Maksimovic D. A Simple Digital Power-Factor Correction Rectifier

Controller[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2011, 26(1):9-19.

[30] Zheng S, Liao B, Liu X, et al. Research on active power factor correction based on

PDC control[C]// Industrial Electronics and Applications, 2009. ICIEA 2009. 4th IEEE Conference on. IEEE, 2009:1413-1418.

[31] 徐德鸿, 冯波, 徐君. 有源箝位零电压开关三相PFC变换器及其零电压开关-空

间矢量调制策略[J]. 机械制造与自动化, 2005, 34(1):1-7.

[32] 李伟. 基于单周控制的三相VIENNA PFC电路研究与设计[D]. 西安: 西安科

技大学, 2012.

[33] 霍焰. 一种对称三相四开关PFC变换器的研究[D]. 哈尔滨: 哈尔滨工业大学,

2012

[34] 麦加. 数字控制三相功率因数校正技术研究[D]. 长春: 长春理工大学, 2013. [35] 张晓敏. 三相功率因数校正技术研究[D]. 西安: 西安理工大学, 2009.

[36] 李娅妮, 杨银堂, 朱樟明. 双环控制单周期PFC转换器高层次模型及电路[J].

西安电子科技大学学报自然科学版, 2010, 37(4):608-612.

[37] Zhang M, Li B, Hang L, et al. Performance study for high power density three-phase

Vienna PFC rectifier by using SVPWM control method[C]// Twenty-Seventh IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition. IEEE, 2012:1187-1191.

[38] 贺鸿. 基于DSP的三相六开关高功率因数整流器的研究[D]. 广东: 广东工业

大学, 2015.

[39] Fang Y, Xing Y, Hu Y. A fast algorithm for SVPWM in three phase power factor

correction application[C]// Power Electronics Specialists Conference, 2004. PESC 04. 2004 IEEE 35th Annual. IEEE, 2004:976-979 Vol.2.

[40] 路秋生, 石红梅. 功率因数校正与实现[J]. 电子世界, 2011(15):17-19.

[41] Shireen W, Vanapalli S, Nene H. A DSP based SVPWM control for utility interactive

inverters used in alternate energy systems[C]// IEEE. IEEE, 2006:5 pp.

[42] Xiao Y T, Zhu L. Research on Direct Power Control of SVPWM Rectifier Based on

Neuron Control[J]. Power Electronics, 2011, 45(1):68-70.

重庆邮电大学硕士学位论文参考文献

[43] Wang X, Huang K, Yan S, et al. Simulation of three-phase voltage source PWM

rectifier based on the Space Vector Modulation[C]// Control and Decision Conference, 2008. Ccdc. IEEE Xplore, 2008:1881-1884.

[44] Wang J, Yang G, Liu K. Simulation of Shunt Active Power Filter Using Modified

SVPWM Control Method[J]. Lecture Notes in Electrical Engineering, 2011, 97:1047-1054.

[45] Huber L, Kumar M, Jovanovic M M. Implementation and performance comparison

of five DSP-based control methods for three-phase six-switch boost PFC rectifier[C]// IEEE Applied Power Electronics Conference. IEEE, 2015:101-108.

[46] Lv X G, Qin H B, Wang P L. Power Factor Correction controlled by DSP and its

Matlab simulation[C]// International Conference on Image Analysis and Signal Processing. 2012:1-4.

重庆邮电大学硕士学位论文致谢

致谢

时光匆匆如白驹过隙，三年的研究生生活眨眼即过，在这毕业在即的时刻，留给我的研究生生活剩下的时间已经不多，心中涌动着难以言喻的不舍。随着我的毕业论文即将完成，我最美丽的学生时代的生活也将画上句号。非常感谢在研究生的学习阶段遇到了众多良师益友，他们在我整个研究生阶段给我无私的帮助和热心的关怀。我首先想感谢的是在我整个研究过程中给我很多指导的与关怀的全老师，感谢全老师给我提供的研究环境和实验条件，在整个课题研究过程遇到了很多困难，全老师对我的指导总能让我顺利找到解决办法。在生活上，全老师也对我有很多关怀和照顾，使我能够专心课题研究。整个研究生生活中，全老师对我的指导使我受益匪浅，我非常庆幸能够在研究生生涯中遇到全老师这样一位良师益友，谨在此表达我对恩师最诚挚的感激之情。

在此我还想感谢给我很多帮助的郭老师与黄老师，感谢他们在我研究生生活中给我的帮助与指导，让我在研究生三年的时间里受益匪浅。

其次我想感谢与我朝夕相处的同窗好友、师兄师姐与师弟师妹们，他们陪伴了我研究生三年的生活，并在学习上给我很多帮助，他们使我的研究生生活多姿多彩，使我感到朋友的陪伴和同学的温暖，同时也要感谢他们对我工作的帮助，使我能够顺利完成论文。

最后，我要感谢我的父母和家人。感谢他们对我的鼓励与陪伴，他们给我一个坚实的后盾，使我在遇到任何困难都没有后顾之忧，他们也给了我家的温暖，使我感受到亲情的可贵和生命的光辉。在此由衷的说一句，谢谢你们！

重庆邮电大学硕士学位论文致谢

攻读硕士学位期间从事的科研工作及取得的成果

参加的科研项目：

[1] 参加“程控直流电子负载”项目的开发，横向，2016.1-2016.6，负责软硬件设

计与样机实现。

[2] 参加项目“三相APFC技术的研究与实现”，横向，2015.11-2017.1，负责软硬件

设计与样机实现。

发表及完成论文：

[1] 吴佳乐, 刘会君. 基于DSP的三相功率因数校正器设计与仿真分析[J]. 工程技

术:全文版, 2017(2):00317-00318.

因篇幅问题不能全部显示，请点此查看更多更全内容

查看全文

全部频道

基于DSP的三相APFC的研究与实现最终版